Návrh číslicově řízeného regulátoru osvětlení s tranzistorem IGBT · výrazně sníží...

Návrh číslicově řízeného regulátoru osvětlení s tranzistorem IGBT

Michal Brejcha

ČESKÉ VYSOKÉ UČENÍ TECHNICKÉ V PRAZE

Fakulta elektrotechnická Katedra elektrotechnologie

Návrh číslicově řízeného regulátoru osvětlení s IGBT

1.

OBSAH: 0. Úvod................................................................................................................................... 3

1. Analýza.............................................................................................................................. 4

1.1. Rozbor stávajícího zapojení ....................................................................................... 4

1.2. Možné varianty zapojení ............................................................................................ 6

1.3. Fázové řízení proti spínání PWM............................................................................. 10

1.3.1. Harmonická analýza......................................................................................... 10

1.3.2. Nároky na součástky a zapojení ....................................................................... 13

2. Měnič napětí PWM při 20 kHz ..................................................................................... 14

2.1. Obvodové řešení....................................................................................................... 14

2.1.1. Použitý mikroprocesor ..................................................................................... 14

2.1.2. IGBT a jeho budící obvod................................................................................ 15

2.1.3. Napájení mikroprocesoru a budícího obvodu .................................................. 18

2.1.4. Ošetření zákmitů tlačítek.................................................................................. 20

2.1.5. Ošetření vstupů pro A/D převod ...................................................................... 20

2.1.6. Odlehčovací obvod pro IGBT.......................................................................... 22

2.2. Program PWM.......................................................................................................... 23

2.2.1. Stavový diagram programu pro PWM ............................................................. 23

2.2.2. Stavový automat komunikace s uživatelem ..................................................... 25

2.2.3. Počítadlo........................................................................................................... 26

2.2.4. Regulace napájení ............................................................................................ 26

2.3. Vlastnosti.................................................................................................................. 29

2.3.1. Sériové zapojení ............................................................................................... 29

2.3.2. Filtrování výstupního napětí............................................................................. 30

3. Fázově řízený měnič napětí ........................................................................................... 32

3.1. Obvodové řešení....................................................................................................... 32

3.1.1. Způsob napájení řídících obvodů ..................................................................... 32

3.1.2. Obvod synchronizace ....................................................................................... 34

3.2. Program fázového řízení .......................................................................................... 34

3.2.1. Stavový diagram fázového řízení ..................................................................... 35

3.2.2. Přerušení pro spínání a synchronizaci .............................................................. 36

3.3. Vlastnosti.................................................................................................................. 36

3.3.1. Sériové připojení zátěže ................................................................................... 37


2.

3.3.2. Zajištění dostatečného napětí v jednotlivých částech obvodu ......................... 38

3.4. EMC ......................................................................................................................... 39

4. Závěr................................................................................................................................ 42

4.1. Stručné porovnání všech řešení regulátorů osvětlení ............................................... 42

4.2. Aplikace fázového řízení pomocí triaku .................................................................. 43

4.3. Aplikace fázového řízení pomocí IGBT .................................................................. 43

4.4. Aplikace regulace PWM pomocí IGBT ................................................................... 44

4.5. Slovo závěrem.......................................................................................................... 44

5. Použitá literatura............................................................................................................ 45

Příloha A: Plošný spoj testovacího přípravku pro PWM.............................................. 47

Příloha B: Seznam součástek pro přípravek PWM....................................................... 48

Příloha C: Plošný spoj testovacího přípravku pro fázové řízení .................................. 50

Příloha D: Seznam součástek pro přípravek fázového řízení ....................................... 51


3.

0. Úvod

Cílem práce je navrhnout číslicovou regulaci osvětlení žárového zdroje, tak aby ji bylo možno použít v podobě tlačítkového spínače v síťovém rozvodu 230 V. Realizace má být založena na stávajícím zapojení s triakem, který má být nahrazen spínacím tranzistorem IGBT. Součástí práce je také zhodnocení výhod a nevýhod použití obou druhů spínacích prvků v aplikaci střídavého měniče napětí. Jelikož má zařízení pracovat v rozvodné síti, je nedílnou součástí návrhu, také optimalizace z pohledu EMC.

Střídavý měnič napětí je zpravidla zařízení s fázovým spínáním. Jeho princip je na obr. 1. Efektivní hodnota výstupního napětí je úměrná úhlu sepnutí α. Je více než zřejmé, že toto napětí nemá sinusový průběh a jeho hrany při spínání jsou potenciálním zdrojem rušení.

obr. 1: Fázové řízení napětí

Dřívější realizace podobných zařízení byla založena výhradně na spínání triakem, jehož moment sepnutí byl nastaven časovou konstantou spojení odporu potenciometru a kapacity kondenzátoru. Rozpínání probíhalo automaticky po průchodu proudu nulou. Obvod byl jednoduchý a zabíral velmi malý prostor. Jeho nevýhoda tkví v tom, že není možné okamžitě rozsvítit nebo zhasnout zdroj světla, ale je nutné postupně nastavovat svit otáčením potenciometru. Uvedený nedostatek lze řešit použitím integrované logiky či procesorem a tlačítkovým ovládáním.

Použitím procesoru se značně rozšiřují možnosti celého obvodu. Není už nutné se spoléhat na přirozené vypínací vlastnosti triaku a lze se zaměřit i na jiné spínací prvky a jiné způsoby spínání. Jak bylo uvedeno, tato práce se týká realizace zařízení s tranzistorem IGBT. Mimo to se zaměříme také na možnost rychlého spínání zátěže a regulaci výstupního napětí pomocí střídy.


4.

1. Analýza

1.1. Rozbor stávajícího zapojení

obr. 2: Schéma zapojení vývojové desky pro fázové řízení napětí

Na obr. 2 je zapojení vývojové desky pro fázové řízení napětí pomocí triaku. Moment sepnutí lze nastavovat buďto tlačítkem nebo potenciometrem R10. Který z jmenovaných ovládacích prvků bude právě funkční určuje stav přepínače. Zátěž lze zapojit mezi příslušné svorky přímo u triaku, nebo do série s celým přípravkem při současném zkratování těchto svorek. Při sériovém zapojení, je nutné změnit program, protože napájecí napětí na procesoru je v tuto chvíli odvozeno od napětí na triaku a ten proto nesmí být trvale sepnut. Procesor se programuje přímo v desce přes desetipinový konektor připojený k programátoru.

Zdroj napětí pro procesor se získává pomocí jednocestného usměrňovače a stabilizátoru tvořeného rezistory R14 a R15, Zenerovou diodou D1, diodou D2 a kondenzátory C3, C8 a C9. V průběhu opačné poloviny periody síťového napětí, která nedodává energii do napájení mikropočítače, je proudový odběr hrazen z nabitého kondenzátoru C3. Dále podle [2] přechází mikroprocesor v době vypnutého spínání do úsporného režimu HALT, čímž se výrazně sníží odběr proudu. Výhody tohoto počínání nejsou sice v aplikační poznámce dále rozvedeny, ale v daném zapojení se dají předpokládat určité úspory energie. Velikost ztrát je dána rozdílem napětí mezi zdrojem a kondenzátorem, k tomu je třeba ještě připočítat energii, která se z kondenzátoru odebere a spotřebuje v mikroprocesoru. Protože Zenerova dioda drží konstantních 5,6 V, bude výsledná ztracená energie při nenabíjení kondenzátoru C3 menší než při jeho nabíjení. Pokud předpokládáme, že časová konstanta nabíjení kapacity C3 bude dostatečně krátká tak, že k nabití dojde hned na začátku sinusovky, kde je rozdíl napětí ještě malý, bude výsledná ztracená energie na rezistorech R14 a R15 při nabitém i vybitém kondenzátoru C3 přibližně stejná. Uspořenou energii lze pak vyjádřit jako energii dodávanou (tj. také odebíranou) do kondenzátoru C3. Pro nabití na 5,6 V a vybití na 4 V dostáváme:

( ) ( ) mJ,,UUCWC 6134651047021

21 2262

12

2 =−⋅⋅⋅=−⋅⋅= −

W,,

,TWP

síťp 180

02010613 3

=⋅

==−

μ


5.

Pro určení ztracené energie na rezistorech R14 a R15 předpokládáme sinusový proud bez stejnosměrné složky. Ta jinak vždy vzniká jednocestným usměrněním, ale v daném zapojení a při daných hodnotách součástek ji lze zanedbat:

( ) ( )=

⋅⋅⋅⋅+

⎟⎠⎞

⎜⎝⎛

⋅⋅⋅⋅+⋅

=+

⎟⎠⎞

⎜⎝⎛ +⋅

=−

==

−

−

29

2

92

22

222

103305021450

10330502450230

1π

π

ω

ω

ω

j

CR

CjRU

CjR

UZ

US

jQP,j,,

j+=+=

+= 475260

679324307251026039323805000

Tedy ztracený výkon na srážecích rezistorech R14 a R15 je 0,26 W. Za podobných předpokladů a při uvážení pouze poloviny periody napájecího napětí pro výkon ztracený na Zenerově diodě (resp. výkon ztracený v první půlperiodě na mikroprocesoru) přibližně platí:

( )

W,,UP ZEN 0670

103305021450

230265

21

29

2

=

⋅⋅⋅⋅+

⋅=⋅⋅=

−π

ZU

Ztrátový výkon na rezistorech R1 a R2:

W,RUP

,

17010320

2306

2

21

2

=⋅

==−

Další ztráty vznikají na sepnutém triaku. Podle [2] lze připojit k přípravku až zátěž 1 kW, pro kterou je zde uvedena výkonová ztráta na triaku při nulovém úhlu sepnutí 4,8 W. Na měřícím přípravku je z toho důvodu triak připojen k chladiči, s nímž ale v případě použití zapojení jako stmívače v krabici vypínače, kde je omezený prostor, se nedá počítat. Proto bude výsledný maximálně připojitelný výkon a tím i ztráty nižší. Ztráty pro menší zatížení viz [4].

Na závěr je třeba zhodnotit ztráty vznikající v odlehčovacím obvodu triaku. Ztracený výkon bude největší ve chvíli, kdy se bude kondenzátor C4 nabíjet na maximální napětí a zároveň bude v tu chvíli docházet k sepnutí triaku a všechna energie z C4 se spálí na rezistoru R8. Tento děj začíná na začátku půlperiody, když dojde k vypnutí triaku a kondenzátor C4 je zcela vybit. Průběh proudu získáme řešením diferenciální rovnice:

( ) ( ) ( )∫⋅+⋅=⋅t

m diC

tiRtsinU0

1 ττω ( 1.1)

Pro ( ) 00 =i vychází:

( ) ( ) ( )⎟⎠

⎞⎜⎝

⎛−+⋅⋅= ⋅

−ϕϕω sinetsinIti CR

t

m ( 1.2)

Zde ( )RC/arctg ωϕ 1= ( 1.3)

22 1

⎟⎠⎞

⎜⎝⎛+

=

CR

UI m

m

ω

( 1.4)

Kondenzátor C4 bude nabit na maximální napětí ve chvíli, když proud projde nulou tj. musí platit:

( ) ( )ϕϕω sinetsin CRt⋅

−=+⋅

( 1.5)


6.

což je nelineární rovnice, kterou lze řešit pouze numericky například metodou bisekce (Newtonova metoda není vhodná):

ms,t 00225= Odtud jasně plyne, že napětí kondenzátoru C4 v daný moment bude rovno amplitudě

síťového napětí. Energie, která se pak ztratí při sepnutí triaku bude rovna celkové energii dodávané do odlehčovacího obvodu:

( ) ( ) ( ) ( ) =⋅⋅++⋅⋅⋅= ⋅−

∫ dtesintsintsintsinIUW CRt,

mmcelk ϕωϕωω00500220

0

( ) ( ) +⎥⎦

⎤⎢⎣

⎡⎟⎠⎞

⎜⎝⎛ ⋅−⋅⋅⋅=

ms,

mm tsintcosIU00225

0

221

2ω

ωϕ

( ) ( ) ( )( )

00500220

0

2

21

,

CRt

mm RCarctgtsineRtsinsinIU⎥⎥⎥

⎦

⎤

⎢⎢⎢

⎣

⎡

⎟⎟⎟

⎠

⎞

⎜⎜⎜

⎝

⎛+⋅

⋅⋅

−⋅⋅⋅⋅⋅

−

ωωω

ωω

ϕZ

( 1.6)

Po dosazení vyjde: mJ,Wcelk 1170=

W,,

,TW

P celkmaxzt 01170

0101011702 3

=⋅

=⋅

=−

Jak je vidět, ztráty v celém obvodu jsou v porovnání se zátěží minimální a při běhu naprázdno v podstatě jen o málo větší než 0,43 W. Vzhledem k tomu, že podle aplikačních poznámek vyhovuje zařízení také požadavkům EMI a navíc se jedná o zapojení s malým počtem součástek, bude velmi obtížné vytvořit jiné zapojení, které by dosahovalo podobných kvalit.

1.2. Možné varianty zapojení

Měnič napětí lze připojit vůči zátěži paralelně nebo sériově. Jak již bylo řečeno, při paralelním zapojení je napájecí napětí řídících obvodů nezávislé na napětí zátěže. Navíc je zde možné připojit filtr na vstup měniče a tím snížit hladinu rušení šířící se zpět do sítě. Nevýhodou tohoto zapojení je fakt, že měnič má dvě vstupní a dvě výstupní svorky, je tedy nutné ho připojovat čtyřmi (minimálně třemi) vodiči a v případě jeho použití jako regulátoru osvětlení v bytovém rozvodu nemá stejné připojení jako klasický vypínač. Stejného připojení lze dosáhnout pouze se sériovým měničem, to je však vykoupeno nemožností obvod odrušit a nastavit velikost efektivní hodnoty napětí na maximum. Nároky na hladinu rušení sériového měniče jsou tedy mnohem vyšší než tomu bylo v předchozím případě.

Jako spínače se využívají tyristory, triaky nebo výkonové tranzistory. Použití tyristorů se týká především obvodů s velkými výkony. Aby bylo možné řídit obě polarity napětí i v tomto případě, náleží každé fázi vždy dva vzájemně antiparalelně zapojené. Spínání těchto součástek lze řídit výhradně fázově, tj. po sepnutí v určité fázi půlperiody je třeba vždy čekat na dosažení nulové hodnoty proudu, kdy tyristor nebo triak přirozeně vypíná. Odtud plyne, že na určitou dobu přicházíme o možnost řízení nebo zásahu ve výkonovém obvodu. Výhodou naopak je, že po sepnutí již není nutno dodávat energii do řídící elektrody tyristoru resp. triaku (GATE).


7.

Pro efektivní hodnotu výstupního napětí při odporové zátěži lze odvodit vztah (viz [10]):

( )

π

ααπ22

12

sin

UU rmsrms

+−⋅= ( 1.7)

Je jasné, že řídící charakteristika takového měniče není lineární. Nejvíce podobná přímce je tato závislost pouze v případě čistě induktivní zátěže. Zde se však lze nastavovat řídící úhel

pouze v intervalu ππ ,2

.

obr. 3: Řídící charakteristika při fázovém řízení výstupního napětí a odporové zátěži

Nemožnost zásahu do výkonového obvodu v době sepnutého tyristoru lze obejít požitím tyristoru GTO. Ten však k vypnutí vyžaduje zdroj záporného napětí mezi gatem a katodou. Tento zdroj navíc musí být schopen odsát přebytečný proud nosičů náboje tekoucí tyristorem. Vzhledem k těmto vlastnostem se tyristor GTO pro aplikaci jednoduchého měniče napětí nehodí.

Dalším možným spínacím prvkem je výkonový tranzistor zpravidla MOSFET nebo IGBT. Podobně jako tyristor je schopen vést proud pouze jedním směrem, proto je běžně zapojen v můstkovém usměrňovači. Po celou dobu sepnutí je třeba na řídící elektrodě tranzistoru udržovat požadovanou úroveň signálu. V důsledku toho neztrácíme kontrolu nad výkonovým obvodem, který lze kdykoliv vypnout. Zároveň však při fázovém řízení je třeba zjišťovat dosažení nuly proudu (napětí) jinými prostředky, protože již nelze využít přirozené vypínání jako v případě tyristorů.

Jinou možností je použití tranzistoru jako spínače PWM. Výkonový obvod je zde spínán vysokou frekvencí a výstupní úroveň napětí je řízena poměrem doby sepnutí a vypnutí spínače. Výhodné je zejména to, že již není nutné sledovat průchody nulou síťového napětí.


8.

Pro efektivní hodnotu výstupního napětí o základní frekvenci f1= 50 Hz při spínání f2= 20 kHz1 postupně odvodíme:

perioduzasepnutí,fTn 400200000201 21 =⋅=⋅=+ ( 1.8)

integrovat postačí přes polovinu periody 199=⇒ n

( ) ( )( )

=⋅⋅=⋅= ∑ ∫∫=

⋅+

⋅

n

í

TSi

Tim

T

rms dttsinUT

dttuT

U0

221

1

2

0

21

12

2

2

22 ω

( )( ) ( ) ( )

=⎥⎦⎤

⎢⎣⎡ −⋅⋅=

−⋅⋅= ∑∑ ∫

=

⋅+

⋅=

⋅+

⋅

n

i

TSi

Tirms

n

i

TSi

Tirms

tsintT

UdttcosT

U0

101

1

2

2

2

2222

2214

ωωω

( )( ) ( )∑=

⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛⋅

⋅⋅⋅−⋅⋅+⋅−

⋅⋅⋅=

n

irms

TisinTSisinTSTU

0

22

1

21 2

222π

ωω ( 1.9)

Takto vypadá celý vzorec řídící charakteristiky. Zde S je střída a ω je úhlová frekvence sítě. Pokud se na něj pozorně podíváme, zjistíme, že suma druhého zlomku pod odmocninou při vysokých spínacích frekvencích nabývá velmi malých hodnot nebo nuly. Nuly nabývá v těch případech, kdy perioda spínání je celistvým násobkem čtvrtiny periody sítě. Že tomu tak opravdu je, lze odvodit obr. 4. Každopádně se jedná o náš případ (násobek je 100), proto lze zlomek vyloučit a získáme následující vztah:

SUSTT

nUTST

UU rmsrms

n

irmsrms ⋅=⋅⋅⋅⋅=

⋅⋅⋅= ∑

=1

1

21

0 1

212 2

2( 1.10)

Výsledný vztah se značně zjednodušil. Bohužel ani v tomto případě nemá charakteristika lineární závislost na proměnné střídě. To však lze velmi snadno obejít programově. Stačí použít následující úpravu pro dosazování střídy:

2112 SSSUUSU rmsrmsmax =′⇒′⋅=⋅= ( 1.11)

Řečeno slovy, k tomu aby bylo výstupní napětí lineárně závislé na nastavené střídě postačí, aby měnič nastavoval kvadrát této žádané střídy. Výsledky vztahů ( 1.10) a ( 1.11) jsou graficky znázorněny na obr. 5.

1 Kmitočet nad mezí slyšitelnosti


9.

obr. 4: Spínání celistvým násobkem čtvrtiny periody - spínaná sinusovka představuje druhý zlomek pod odmocninou ve vztahu ( 1.9)

obr. 5: Řídící charakteristika při řízení výstupního napětí pomocí střídy (f= 20 kHz)


10.

1.3. Fázové řízení proti spínání PWM

Výhoda PWM v možnosti linearizace závislosti výstupního napětí na řídícím signálu byla již diskutována v minulé kapitole. Zde se zaměříme na další rozdíly v podobě obvodového řešení, ztrát, EMC apod.

1.3.1. Harmonická analýza

Obsah harmonických ve výstupním signálu bude do značné míry ovlivňovat i vyzařování rušivých napětí zpět do sítě. Za předpokladu sítě složené jen z parazitních odporů a odporové zátěže bude spektrum rušivého napětí totožné se spektrem proudu. Spektra výstupních průběhů získáme aproximací Fourierovou řadou:

( ) ( ) ( )( )∑∞

=

⋅+⋅+=0

0

2 k´kk tksinbtkcosa

atu ωω ( 1.12)

Pro koeficienty této řady v případě PWM platí následující vztahy:

( ) ( ) ( ) ( )∑ ∫∫=

⋅+⋅

⋅⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛⋅⋅⋅=⋅⋅=

399

00

11

1

22i

TSTi

Tim

T

k dttkcostsinUT

dttkcostuT

a ωωω ( 1.13)

( ) ( ) ( ) ( )∑ ∫∫=

⋅+⋅

⋅⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛⋅⋅⋅=⋅⋅=

399

00

11

1

22i

TSTi

Tim

T

k dttksintsinUT

dttksintuT

b ωωω ( 1.14)

Postup výpočtu těchto integrálů byl již proveden v [11], proto zde budou uvedeny jen výsledné vztahy.

( )( )( )

( )( )( )∑

=

⋅+⋅

⋅

⋅+⋅

⋅⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛⎥⎦

⎤⎢⎣

⎡−−

+⎥⎦

⎤⎢⎣

⎡++−

⋅=399

0

11

1

11

111

11

2 i

TSTi

Ti

TSTi

Ti

mk k

tkcosk

tkcosUa ωω

π ( 1.15)

( )( )( )

( )( )( )∑

=

⋅+⋅

⋅

⋅+⋅

⋅⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛⎥⎦

⎤⎢⎣

⎡++

−⎥⎦

⎤⎢⎣

⎡−−

⋅=399

0

11

1

11

111

11

2 i

TSTi

Ti

TSTi

Ti

mk k

tksink

tksinUb ωω

π ( 1.16)

Ve stejné práci je uveden také závěr, že nejmenší počet harmonických složek obsahuje signál pro 50 % střídu a zároveň mají tyto harmonické maximální amplitudy. Pro účely analýzy budeme proto používat signál s touto střídou.

Podobně pro výpočet koeficientů fázového řízení platí následující vztahy:

( ) ( ) =⋅⋅= ∫T

k dttkcostuT

a0

2 ω

( ) ( ) ( ) ( ) ⎟⎠⎞

⎜⎝⎛ ⋅+⋅⋅

⋅= ∫∫

+

tdtkcostsintdtkcostsinTU m ωωωωωω

π

απ

π

α

22 ( 1.17)

( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ⎟⎠⎞

⎜⎝⎛ ⋅+⋅⋅

⋅=⋅⋅= ∫∫∫

+

tdtksintsintdtksintsinTU

dttksintuT

b mT

k ωωωωωωωπ

απ

π

α

2

0

22 ( 1.18)

Řešení má podobný postup, proto budou i zde uvedeny pouze výsledné vztahy. Jedná se o antiperiodickou funkci, proto obsahuje pouze liché harmonické složky:

( ) ( )( )( ) ( ) ( )( )( )⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛⋅−−⋅

−−+

+−⋅+⋅+−+

=−−

ααπ

1111111

111

2

11

kcosk

kcosk

Ua

kkm

k ( 1.19)

( ) ( )( ) ( ) ( )( )⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛⋅−⋅⎟⎟

⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛−−+

−⋅+⋅⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛+−+

=−−

ααπ

11111

111

2

11

ksink

ksink

Ub

kkm

k ( 1.20)


11.

Pro 1a a 1b platí vztahy:

( )( )1221 −⋅= απ

cosU

a m ( 1.21)

( )( )ααπ

⋅−⋅= 2221 sinU

b m ( 1.22)

obr. 6: Amplitudy harmonických při spínání 20 kHz pro S= 50 %


12.

obr. 7: Amplitudy harmonických při fázovém řízení pro α= π/ 2

Podobně jako v předchozím případě i zde jsou amplitudy harmonických složek největší pro úhel sepnutí rovný polovině periody. Výsledné amplitudy harmonických složek (prvních 20) pro poloviční střídu jsou zobrazeny v grafech na obr. 6 a obr. 7.

Graf na obr. 6 je trochu matoucí. Harmonické zde nejsou přesně v násobcích 20 kHz, ale liší se od tohoto násobku vždy o 50 Hz na obě strany. To je dáno především tím, že integrování proběhlo pro periodu sítě T= 0,02 s. Vycházejí tak harmonické vždy v násobcích frekvence 50 Hz, a protože se jedná o aperiodický průběh, jsou to násobky liché. Protože harmonická složka nemůže mít z toho důvodu násobek 20 kHz (sudé číslo), náleží vždy dvě sousední amplitudy vzdálené od sebe 100 Hz k sobě.

Dále je zřejmé, že některé harmonické mají nulovou hodnotu. To je pro změnu dáno tím, že daný graf platí pro S= 50 %. Jiné střídy signálu obsahují i tyto harmonické složky.

Dle očekávání první harmonická odpovídá svojí amplitudou požadované střídě pouze při spínání PWM 20 kHz (obr. 6). Pro fázové řízení je obecně jiná (obr. 7). Pokud by se podařilo výstup filtrovat tak, aby zbyla jen první harmonická složka, získáme tak v prvním případě lineární závislost efektivní hodnoty výstupního napětí na střídě, aniž bychom museli nějak upravovat řízení měniče, jak tomu bylo u vztahu ( 1.11). To je důležité zjištění, protože takový obvod by bylo možné realizovat i bez použití procesoru.

Z hlediska EMI je méně výhodné spínání PWM, protože obsahuje harmonické složky s velkou amplitudou na vyšších kmitočtech, než je tomu u fázového řízení. Je jasné, že bez filtrovaného nebo stíněného1 výstupu2, se tady pravděpodobně neobejdeme. Na druhou stranu se dá očekávat, že vyšší kmitočty umožní zmenšit rozměry všech filtrů.

1 Výstupní vedení se může chovat jako anténa a rušit okolní zařízení. 2 Filtr na vstupu měniče je samozřejmostí.


13.

Přestože je nutné použití dvou filtrů, jsou výhody spínání PWM natolik výrazné, že první pokus vytvořit regulátor osvětlení vedl právě touto cestou. V rámci tohoto úmyslu bylo také vytvořeno testovací zapojení a vybrány jemu příslušející součástky.

1.3.2. Nároky na součástky a zapojení

Při výběru součástek se největší důraz kladl na IGBT tranzistor, který musel mít takové dynamické vlastnosti, aby vyhověl spínání vysokou frekvencí. Právě z toho důvodu nebyly vhodné tranzistory s malým budícím napětím gatu (UGth do 2,2 V). Jejich spínací a rozpínací časy jsou totiž o několik řádů vyšší, než je tomu u tranzistorů s UGth přibližně 5 V. Proto mají i mnohem vyšší ztráty při opakovaném spínání. Střední hodnotu ztrát v závislosti na frekvenci spínání lze vyjádřit vztahem:

( ) ( ) ( ) ftIUfEEftPtPtPfP pCCEonoffonpoffoffononAV ⋅⋅⋅+⋅+=⋅⋅+⋅+⋅= ( 1.23)Zde P jsou ztrátové výkony, E ztracené energie, UCEon je napětí mezi kolektorem a

emitorem při sepnutém tranzistoru, IC proud kolektorem, tp doba sepnutí a f frekvence spínání. Ponechme zatím druhý člen rovnice ( 1.23) stranou, protože ten vyjde u obou druhů tranzistorů stejný. Tranzistor s nízkým budícím napětím je například typ STGB10NB40LZ s následujícími parametry [12]:

V,U,mJE,mJ,E maxGthoffon 22542 === Po vyčíslení ztrát pouze pro spínání a vypínání vychází při f= 20 kHz: ( ) ( ) ( ) W,fEEfP offonoff/on 1482000010542 3 =⋅⋅+=⋅+= −

To je ztrátový výkon blízký výkonu zátěže, což je nemyslitelné. Proto byl zvolen tranzistor STGB10NC60KD [13] i přesto, že je k němu třeba vytvořit budící obvod s vyšším napětím než je napětí procesoru. Parametry tohoto tranzistoru jsou ve stručnosti následující (pro 125 °C):

VU,V,U,JE,JE A,CEsatmaxGthoffon 25616287 3 ==== μμ Ztráty vypočteme za předpokladu, že proud kolektorem je roven maximální efektivní

hodnotě proudu zátěží I= 2,2 A1, tj. jakoby byl tranzistor stále plně sepnut. Uvedený předpoklad je podobný přiblížení se střídě 100 %:

( ) ( ) ( ) W,,,,IUfEEfP CCEoffonoff/on 38944984222200001016287 6 =+=⋅+⋅⋅+=⋅+⋅+= − Výsledek je pochopitelně maximální výkonová ztráta na tranzistoru. V reálných

podmínkách lze očekávat ztráty nižší. Ale už teď je jasné, že při použití PWM budou ztráty vyšší, než tomu bylo v případě zapojení triaku s fázovým řízením.

1 Odpovídá Pzátěž = 500 W.


14.

2. Měnič napětí PWM při 20 kHz

Jak název napovídá, tato kapitola se zabývá dříve zmíněným měničem napětí s PWM. Kromě toho je zde popsána konstrukce přípravku pro testování, který byl původně použit i v případě fázového řízení.

2.1. Obvodové řešení

obr. 8: Testovací obvod

2.1.1. Použitý mikroprocesor

Mikroprocesor byl předepsán zadáním, jedná se o typ ST7FLITEUS5 [14]. Dále jsou uvedena jen stručná fakta týkající se další konstrukce testovacího obvodu.

Byl zvolen procesor v pouzdře DIP8 pro vsazovanou montáž s tím, že na samotný plošný spoj se procesor umisťuje do precizní patice. Procesor lze provozovat při napájecích napětích od 3,3 V do 5,5 V s definovanou pracovní oblastí v závislosti na frekvenci s možností volby


15.

interního RC oscilátoru. V testovacím zapojení bylo použito nastavení 5 V s interním RC oscilátorem 8 MHz.

Procesor disponuje 6 vstupně výstupními porty ošetřených integrovanou dvojicí ochranných diod zapojených vůči napájecímu napětí procesoru a zemi. Všechny porty kromě PA3 (RESET) lze využít pro A/D převod přes multiplexer. Testovací zapojení využívá porty PA2 a PA5. A/D převod je realizován postupnou aproximací a jeho nejkratší možný čas převodu je 3,5 μs. Přesnost (nebo případně rychlost) převodu ovlivňuje sériový odpor mezi měřeným zdrojem napětím a portem, který by neměl dle dokumentace [14] být větší než 8 kΩ1.

Každý z portů s A/D převodem lze taktéž využít pro generování externího přerušení2 s možností volby hrany vstupního signálu. Další přerušení se týkají dvou čítačů, resetu a je zde také jedno softwarové.

Pin PA0 je použit pro ovládání buzení IGBT, to bude zmíněno později. Přes pin PA4 je možné vypínat stabilizátor napájení 35 V. Komunikace s uživatelem probíhá pomocí jediného tlačítka na pinu PA1, druhé tlačítko slouží pouze pro reset obvodu (PA3).

2.1.2. IGBT a jeho budící obvod

V [13] je uvedeno, za jakých podmínek byly změřeny doby sepnutí a vypnutí tranzistoru. Aby se tyto doby příliš neprodlužovaly, bylo potřeba se těmto podmínkám co nejvíce přiblížit. Rychlost sepnutí tranzistoru IGBT nejvíce ovlivňují parazitní kapacity gatu vůči emitoru a kolektoru. Proto je třeba mít budící obvod s co nejmenším sériovým odporem. Spínací doby byly změřeny pro VU,RR GEGEG 1510 === Ω . Dosáhnout tak malých odporů není snadné, proto byla učiněna následující úvaha. Sériový odpor zdroje s kapacitou gatu tvoří obvod přechodného děje prvního řádu s průběhem podle obr. 9 a časovou konstantou

CR ⋅=τ . Z obrázku je patrné, že při vyšším napájecím napětí dosáhneme požadované úrovně napětí mnohem dříve. Pro dvojnásobné napětí dosáhneme původního maxima v cca 0,7 násobku časové konstanty. V tento moment je napětí na kapacitě při původním napájecím napětí teprve poloviční.

Ovšem na řídící elektrodu nelze připojovat libovolně vysoké napětí. Proto při dosažení maxima je třeba, aby zareagovala regulace a zamezila dalšímu nárůstu napětí. Ta je v testovacím obvodu zajištěna zpětnovazebním stabilizátorem, který se také stará o to, aby při kolísání napájení (vyhlazeného pouze kondenzátorem C5) nekolísalo napětí na gatu.

Obvod stabilizátoru (budiče) tvoří výstupní tranzistory procesoru, rezistory R1 až R3, tranzistory Q5 a Q6 a dioda D6. Protože tranzistory procesoru jsou typu MOS, chovají se při sepnutí jako malý odpor Rs (odpor kanálu). To je rozdíl oproti bipolárním tranzistorům, protože ty mají i při saturaci minimální napětí mezi kolektorem a emitorem 0,45 V. Odpor kanálu je podle charakteristik v [14] zhruba někde kolem 100 Ω. Výstupní napětí stabilizátoru bylo stanoveno na 12 V, což by mělo stačit pro dostatečné sepnutí IGBT a zároveň to představuje určitou rezervu pro tolerance součástek.

1 V případě, že chceme maximálně rychlý převod. 2 Pozor, ne všechna přerušení jsou stejná, některá lze použít jen v režimech HALT apod.


16.

obr. 9: Přechodný děj prvního řádu pro různá napájecí napětí

obr. 10: Budící obvod IGBT v režimu stabilizace

Při návrhu bylo nutné zajistit, aby proud do bází tranzistorů byl zanedbatelný vůči proudům odporových děličů. K tomu, abychom tento požadavek splnili postačí, když proud do báze bude alespoň desetkrát menší než je proud děličem. Minimální proudový zesilovací činitel pro daný typ tranzistoru je v katalogu uveden 20021 =eh . Za předpokladu, že při stabilizaci nebude proud kolektorem tranzistoru Q6 větší než 1 mA, stanovíme proud odporovým děličem dvacetkrát vyšší než je proud báze:

e

cb h

II

21

= ( 2.1)

mA,II bdel 10200102020

3

=⋅=⋅=−


17.

Režim stabilizace budícího obvodu nastává ve chvíli, kdy je na výstupu pinu PA0 nízká úroveň. Pak je možné celý stabilizátor překreslit dle obr. 10. Referenční napětí je dáno napětím UBE tranzistoru Q6. Při stanoveném napětí a proudu děličem lze určit hodnotu odporu rezistoru R3 z Ohmova zákona:

Ωk,,

,RI

UR sdel

BE 96100101070

33 =−⋅

=−=−

Nejbližší hodnota je 6,8 kΩ. Napětí na kolektoru Q6 je stejné jako součet napětí na rezistorech R2, R3 a Rs. Za předpokladu stejných napětí UBE obou tranzistorů, je výstupní napětí rovno úbytku napětí na R2:

V,,UUUU BEBEvýstR 127070122 =−+=−+= Odtud plyne:

Ωk,I

URdel

R 1201010

123

22 =

⋅==

−

Zbývá již jen určit R1, na kterém však závisí i maximální výstupní proud stabilizátoru při nabíjení kapacity gatu. Předpokládané napětí na vstupu stabilizátoru se pohybuje od 20 do 35 V. Výsledný výstupní proud po ustálení bude velmi malý. Odpor stabilizátoru v době spínání je dán vztahem ( 2.2).

enab h

RR21

1= ( 2.2)

Tranzistory BC546B jsou určeny pro proudy do 100 mA. Vzhledem k tomu, že proud nabíjející kapacitu gatu bude tranzistorem Q5 procházet relativně krátkou dobu vůči periodě spínání 50 μs, lze tuto hodnotu značně přesáhnout. S ohledem na spolehlivost bylo toto maximum stanoveno na 200 mA. Teď již lze za uvážení vztahu ( 2.2) vyčíslit hodnotu odporu rezistoru R1:

Ωk,

hI

UhRR e

max

maxenab 35200

2035

21211 =⋅=⋅=⋅=

Hodnota odporu byla stanovena na 33 kΩ. Ještě provedeme kontrolu na velikost proudu kolektorovým obvodem Q6 po ustálení:

mA,;,,,;,,IR

U;I

RU

I děělimaxR

děěliminR

cQ 670220101033

71235101033

7122033

1

1

1

16 =−

⋅−

−⋅−

=−−∈

Vybíjení kapacity gatu probíhá tak, že při vysoké úrovni na portu PA0 je tranzistor Q6 v saturaci a přes diodu D6 uzemňuje řídící elektrodu.

Zapojení bylo nejdříve odzkoušeno pomocí obvodu 4069 (invertory), u kterého byl předpoklad, že výstupní tranzistory jsou velmi podobné výstupním tranzistorům procesoru. V tomto případě bylo na výstupu stabilizátoru naměřeno přesně 12 V. Avšak při použití procesoru se výstupní napětí snížilo na cca 10 V. To nebylo až tak velkým překvapením, protože referenční napětí báze Q6 je jistě méně než zmíněných 0,7 V. S obvodem 4069 bylo na výstupu vyšší napětí pravděpodobně proto, že odpor sepnutých MOS tranzistorů byl nižší než v případě procesoru. Ačkoliv je výstupní napětí nižší, než jsme původně očekávali, bylo zapojení ponecháno beze změny. V případě, že by bylo požadováno napětí vyšší, lze toho dosáhnout zvětšením hodnoty odporu rezistoru R2.


18.

2.1.3. Napájení mikroprocesoru a budícího obvodu

Pro spínání IGBT, je nutné mít DC zdroj napětí, který bude schopen udržovat napětí mezi gatem a emitorem. Je tedy třeba zajistit, aby byl jeho nízký potenciál spojen s emitorem. Protože spínací prvek i DC zdroj jsou přímo spojeny se síťovými vodiči, dochází k galvanickému spojení uzlů. Obvyklé řešení tohoto problému spočívá v použití oddělovacích transformátorů. To však v našem případě, kde jsou vysoké nároky na zabraný prostor zařízení, nepřichází v úvahu.

obr. 11:Náhradní zapojení napájení řídících obvodů

Jedinou možností jak takový zdroj napětí řešit, je použití spodní části Graetzova můstku jako společného uzlu. Aby bylo napájecí napětí nezávislé na sepnutí spínače S (obr. 11), nelze využít celého usměrňovače pro spínač, ale je nutné odebírat proud mezi uzly, které jsou paralelně vůči zátěži i spínači S, tj. uzly A a C, ⇒ napájení přes diodu DA. Napájení přes diodu DB již nezávislé není. Proud se uzavírá přes zátěž a proto při sepnutí spínače S dojde k tomu, že potenciál uzlu C je stejný jako potenciál uzlu B a dobíjecí proud tak přestává téci.

Je nutné upravovat celé napětí sítě, tj. 230 Vrms na požadovanou úroveň napájecího napětí. K tomu slouží omezovač napětí. Ten je složen z rezistorů R5 a R8, diod D7 a D10, tranzistorů Q7 a Q8 a elektrolytického kondenzátoru C5. Zenerova dioda 39 V společně s rezistorem R5 a tranzistorem Q8 omezuje maximální nabíjecí napětí kondenzátoru C5, který je zdrojem energie pro další obvody. Maximální výstupní napětí je tak dáno vztahem:

GSthZenmaxC UUU −=5 ( 2.3)Po dosazení vychází:

VU C 363395 =−= Dioda D10 zde zabraňuje vybíjení kondenzátoru C5 přes dělič z rezistorů R7 a R17.

Konstrukce tranzistoru Q8 je taková, že mezi S a D je přechod PN, který vede v opačném směru (struktury MOSFETů viz [15] strana 90).

Jelikož napájení řídící elektroniky nelze provést jinak než jednocestným usměrněním, je třeba přebytečný potenciál srážet odporově. To je spojeno s výkonovou ztrátou, ke které dochází na rezistoru R8 a drainu tranzistoru Q8. Jak bude zmíněno později, byly činěny pokusy, jak ji co nejvíce omezit a právě z tohoto důvodu je v zapojení ještě tranzistor Q7, kterým lze uvést Q8 do nevodivého stavu snížením napětí UGS pod prahovou hodnotu.

Rezistor R8 lze zkratovat pomocí propojky JMP3. Ta musí být vždy rozpojena, pokud omezovač napětí pracuje v lineárním režimu, tedy když Q8 vede proud po celou půlperiodu. Odpor rezistoru R8 omezuje maximální hodnotu nabíjecího proudu kondenzátoru C5 na 200 mA:


19.

Ω152620

203252302 58 =

−=

−⋅=

,IU

Rmax

minC

a zároveň se dělí o celkovou výkonovou ztrátu s tranzistorem Q8. Ztrátový výkon na rezistoru bude v lineárním režimu zhruba dán odběrem proudu na výstupu omezovače, který byl stanoven na 15 mA:

W,,IRP výstR 34001501500 2288 =⋅=⋅=

Celkový ztrátový výkon na obou součástkách odhadneme na základě efektivní hodnoty půlperiody napětí sítě sníženého o polovinu minimálního napětí na kapacitě C5 (střední hodnota DC napětí v celé periodě). Pro efektivní hodnotu půlperiody síťového napětí platí vztah:

( )( )22

22

1 2

0

22

rmsrmsm/T

m/rmsT

UUUdttsinU

TU =

⋅==⋅⋅= ∫ ω ( 2.4)

Výkonová ztráta je pak dána vztahem:

( ) W,,I/UUP výstvýst/rmsTQ,R 2920150220

22302288 =⋅⎟

⎠

⎞⎜⎝

⎛−=⋅−=

Na tranzistor Q8 tak připadá ztráta: W,,,PPP RQ,RQ 9513409328888 =−=−=

Odpor rezistoru R5 je volen tak, aby při amplitudě síťového napětí teklo diodou D7 5 mA. Relativně vysoká hodnota proudu byla původně volena kvůli lepším dynamickým vlastnostem při spínání Q8, který je tak buzen z tvrdšího zdroje. Hodnotu odporu určíme z Ohmova zákona:

Ωk,,I

UR

maxD

D 2570050

393252302

7

75 =

−=

−⋅=

Nejbližší hodnotou je 56 kΩ. Maximální výkonovou ztrátu je třeba určit pro zkratovanou propojku JMP3 a sepnutý tranzistor Q7. Pak je efektivní hodnota napětí na tomto rezistoru zhruba rovna efektivní hodnotě napětí půlperiody podle vztahu ( 2.4).

W,R

UP rms

R 470560002230

2

2

5

2

5 =⋅

=⋅

=

0,5 W rezistor zcela dostačuje, protože podobný stav nemůže trvat dlouho, jelikož je tím odpojeno i dobíjení C5. Ve všech ostatních případech je pak výkonová ztráta nižší.

Ztráty na D7 jsou dány efektivní hodnotou proudu, který zde protéká při vypnutém Q7. Ten určíme z efektivní hodnoty napětí na R5 sníženého o polovinu napětí na Zenerově diodě:

mA,R

UU

I

Drms

D 56256000

239

2230

225

7

7 =⎟⎠

⎞⎜⎝

⎛−

=⎟⎠

⎞⎜⎝

⎛−

=

Výkonová ztráta je pak: W,,IUP DDD 101056239 3

777 =⋅⋅=⋅= −


20.

Velikost kapacity C5 je určena pro konstantní odběr proudu 15 mA, který má být dodáván po celou periodu s maximálním rozdílem napětí 15 V. Celá perioda je požadována z toho důvodu, že zde byla představa dobíjení kapacity kondenzátoru C5 jen jediným krátkým pulsem během této periody. Za těchto podmínek platí následující vztah:

TUCI

dtdu

Ci CC

C

Δ⋅=→⋅= 5 ( 2.5)

Po dosazení vychází:

( ) F,,U

TIC C μ

Δ20

20350200150

5 =−⋅

=⋅

=

Nejbližší hodnotou je 22 μF. Napájecí napětí pro procesor je získáváno z napětí na C5 pomocí rezistoru R4 a Zenerovy

diody D5. Jde o klasické zapojení sériového stabilizátoru. Na výstup je navíc připojen kondenzátor C1 o kapacitě 100 nF, který zde má být podle doporučení v [14]. Nevýhodou tohoto řešení napájení je, že výsledná výkonová ztráta bude vždy stejná, bez ohledu na to jak velký proud je odebírán procesorem. Rezistor R4 je zvolen tak, aby i při minimálním stanoveném napětí na C5 mohl procesor odebírat 5 mA při 5,1 V (Zenerovou diodou neteče proud):

Ωk,,

,I

UUR

min

DminC 9820050

1520554 =

−=

−=

Hodnota odporu byla stanovena na 3,3 kΩ. Pro maximální odebíraný proud a výkonovou ztrátu R4 při maximálním napětí na C5 platí následující vztahy:

mA,R

UUI DmaxC

max,proc 93300

1535

4

55 =−

=−

=

( ) ( ) W,,R

UUP DmaxC

R 2703300

1535 2

4

255

4 =−

=−

=

Maximální ztráta na Zenerově diodě D5 je dána vztahem: mW,,IUP max,procDD 4600901555 =⋅=⋅=

2.1.4. Ošetření zákmitů tlačítek

Zákmity tlačítek by se měly ošetřovat pomocí programu. V případě tlačítka TL2 je paralelní kondenzátor nutný vzhledem k tomu, že je sem připojen vývod resetu procesoru. Vnitřní rezistor tohoto pinu a kondenzátor C2 tak tvoří resetovací obvod. Hodnoty součástek byly převzaty z původního zapojení a nebyly nijak ověřovány.

Podobně je tomu i v případě druhého tlačítka. Podle doporučení v [16] by měly být hodnoty R a C pro obvody CMOS: ΩMR 1= , nFC 10= ; nebo vypočítány pro mezní kmitočet v rozsahu 50 až 100 Hz, což je přibližně desetinásobek maximální frekvence spínání tlačítka obsluhou. Tyto hodnoty součástek jsou však natolik rozdílné oproti původnímu zapojení, že bylo od změn ustoupeno.

2.1.5. Ošetření vstupů pro A/D převod

Během vyvíjení měniče s PWM byly vytvořeny celkem tři testovací plošné spoje. Problém prvních dvou spočíval především v malé univerzálnosti. Mezi další nedostatky patřila nepřítomnost odlehčovacího obvodu a také ošetření vstupů pro A/D převod. Na těchto


21.

vstupech nebyly původně připojeny dolní propusti, což se občas projevovalo nestabilním chováním celého zařízení.

Tyto A/D vstupy jsou dva, jeden pro snímání napětí sítě a druhý pro proud IGBT. Maximální napětí, které lze na vstup přivést je 5 V. Velikost síťového napětí je tedy upravena děličem z rezistorů R7 a R17. Velikost odporů byla stanovena s ohledem na přesnost A/D převodu, tj. že výstupní odpor děliče nesmí přesahovat 8 kΩ. Pro ten platí vztah podle Théveninova teorému (viz např. [7]):

21

21

RRRRRvýst +⋅

= ( 2.6)

Výstupní odpor je tedy vždy menší než je nejmenší odpor děliče. Pro výstupní napětí naprázdno platí vztah:

21

2

RRRUU vstvýst +

⋅= ( 2.7)

Zde R2 je odpor děliče zapojený paralelně k zátěži. Při návrhu byla zpracována tabulka v MS Excel s kombinacemi vyráběných hodnot rezistorů. Zde byla vyhledána optimální kombinace taková, aby při amplitudě síťového napětí bylo napětí na výstupu děliče co nejblíže 5 V. Přitom musel být dodržen požadavek na velikost nejmenšího odporu. Zjištěné hodnoty rezistorů jsou následující: ΩΩ k,R,kR 86430 177 == . Výstupní odpor a napětí pro amplitudu síťového napětí jsou určeny vztahy ( 2.6) a ( 2.7):

( ) Ωk,,,Rvýst 696

10864301086430

3

6

=⋅+⋅⋅

=

( ) V,,

,U max,výst 0651086430

108623023

3

=⋅+

⋅⋅⋅=

Mezní kmitočet pro dolní propusti byl stanoven 100 kHz, což je přibližně polovina maximální vzorkovací frekvence A/D převodu. Pro mezní kmitočet jednoduchého RC článku platí (viz. [17]):

RCf MEZ ⋅⋅

=π2

1 ( 2.8)

Odtud vyjádříme kapacitu a po dosazení vyjde:

pF,Rf

Cvýst

23710696102

12

1357 =

⋅⋅⋅⋅=

⋅⋅⋅=

ππ

Nejbližší hodnotou je 220 pF. Podobně je určena dolní propust pro snímání proudu. Zde je proud měřen přes bočník 0,39 Ω. Protože výstupní odpor zapojení IGBT a bočníku je příliš malý pro realizaci dolní propusti, byl do série se vstupem procesoru zařazen rezistor R13 o velikosti 1 kΩ. Kapacita C8 je opět určena vztahem ( 2.8):

nF,Rf

Cvýst

5911000102

12

158 =⋅⋅⋅

=⋅⋅⋅

=ππ

Nejbližší hodnotou je C= 1,5 nF. Celková výkonová ztráta na rezistorech R7 a R17 je dána efektivní hodnotou poloviny

periody síťového napětí:

( ) ( ) mW,,RR

UP rms

R,R 66010864302

2302 3

2

177

2

177 =⋅+⋅

=+⋅

=


22.

Ztráty na rezistoru R13 jsou zanedbatelné a na rezistoru R15 závislé na sepnutí IGBT a připojené zátěži. V krajním případě může být efektivní hodnota proudu až 2,2 A. Odtud plyne:

W,,,IRPR 9122390 221515 =⋅=⋅=

2.1.6. Odlehčovací obvod pro IGBT

Původní zapojení obsahovalo ve výkonovém usměrňovači diody se závěrným napětím 400 V. Jak se však ukázalo, při některých testech vznikala při spínání dostatečná přepětí pro průraz závěrně polarizovaného PN přechodu. Proto byl usměrňovač přestavěn diodami s URRM= 1000 V a vybaven odlehčovacím obvodem.

Návrh součástek do tohoto obvodu obvykle vyžaduje znalost hodnoty spínané indukčnosti. Ta je v našem případě dána sítí a těžko ji můžeme zjistit. Proto bude výpočet proveden jinak. Předpokládáme, že při rozpínání tranzistoru, veškerý proud přebere kondenzátor C. Proud obvodem pak klesá lineárně k nule, které dosáhne v čase: fallt,t ⋅= 251 . Pak napětí na kapacitě a tím pádem i na tranzistoru bude mít velikost danou vztahem:

CtI,

dttt,

IC

U fallt,

fallC

fall ⋅⋅=⎟

⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛⋅

⋅⋅= ∫

⋅0

251

0

06250

2511

( 2.9)

Toto napětí by v našem případě nemělo ani při maximálním proudu přesáhnout hodnotu VU 2302 ⋅= . Po dosazení hodnot vyjde:

pF,,U

tI,C

m

fall 3462302

10822262506250 90

4 =⋅

⋅⋅⋅=

⋅⋅=

−

obr. 12: Odlehčovací obvod a předpokládaný průběh proudu kondenzátorem

Nejbližší hodnotou je 330 pF. Hodnota rezistoru je dána jednak časem pt , za který se musí kapacita kondenzátoru C4 vybít a také maximálním proudem maxCEI , který může téci IGBT. Podle [15] pro ni platí vztah:

LmaxCE

Cp

IIU

RCt

−≥≥ ( 2.10)


23.

Zde CU je počáteční napětí na kondenzátoru a LI je proud zátěží. Vybíjecí čas určíme jako jedno procento z periody PWM:

ns,f,tpwm

p 50020000

010010===

Maximální proud tranzistorem v daném provedení (pouzdro D2PAK) je 6 A. Po dosazení získáváme pro odpor rozsah:

ΩΩ 685226

23025111033010500

1412

9

,,II

URk,

Ct

LmaxCE

Cp =−⋅

=−

≥≥=⋅⋅

=−

−

Na základě tohoto výpočtu byla zvolena hodnota R= 1 kΩ.

2.2. Program PWM

Vytváření programu pro měnič řízený PWM je velmi snadné. Není zde totiž nutné se starat o synchronizaci spínání s napětím sítě a procesor sám navíc poskytuje pro tento typ řízení hardwarové prostředky. Protože spínání probíhá na stále stejné frekvenci, stará se samotný program pouze o nastavování střídy.

2.2.1. Stavový diagram programu pro PWM

obr. 13: Stavový diagram pro řízení PWM

Program se skládá ze čtyř základních bloků. Jako první probíhá inicializace, zde se nastaví režimy portů, požadovaná přerušení, počáteční stav regulátoru napájení a konečně frekvence PWM a počáteční střída. Součástí inicializace regulátoru napájení je i nastavení A/D převodu pro měření úrovně napětí v síti – port PA2.


24.

Dalším blokem je stavový automat, který zprostředkovává komunikaci s uživatelem. Sleduje stav tlačítka a počítadla milisekund. Na základě doby sepnutí a příznaku inkrementace pak rozhodne na jakou hodnotu má být nastavena střída, provede příslušné výpočty a určí svůj další stav.

Následuje blok regulace napájení, kde je možné zapínat a vypínat regulátor na základě napětí v síti. Bude probráno dále.

V průběhu celého programu od inicializace dochází pravidelně po 1 ms k přerušení od čítače procesoru. Program pak skáče do podprogramu počítadla. Ten může provést pouze jednu ze dvou operací a opustit přerušení. První operací je inkrementace počítadla, tou druhou je pak jeho nulování. Stav počítadla je globální proměnná a proto jej lze číst ze zbývajících částí programu.


25.

2.2.2. Stavový automat komunikace s uživatelem

obr. 14: Stavový diagram stavového automatu

Měnič je řízen pouze na základě stavu tlačítka a délkou jeho sepnutí. Určení výsledné střídy tak probíhá v několika krocích:

1) Určení zda je tlačítko sepnuto, 2) zjištění zda se jedná o jeden stisk nebo o držení, 3) nastavení střídy skokově v případě jednoho stisku, návrat do bodu 1) 4) plynulé nastavování pokud jde o držení tlačítka, po uvolnění návrat do bodu 2). Jedná se o postupnou sekvenci kroků, oddělenou podmínkami a časovými intervaly. Je

nesmyslné vyčkávat na místě programu až do vypršení daného intervalu nebo podmínky,


26.

proto je vhodné řešit daný postup sekvenčním automatem, do kterého se budeme ve smyčce vracet.

Protože se jedná o mnoho podmínkových větvení, není vhodný vývojový diagram, a proto je na obr. 14 děj znázorněn stavovým diagramem. Zde je vidět, že po stisku tlačítka na méně jak jednu sekundu dochází k okamžitému rozsvícení nebo zhasnutí žárovky. Při delším stisku se začne střída po každých 20 ms o jedničku zvyšovat nebo snižovat, dokud nedosáhne své mezní hodnoty.

2.2.3. Počítadlo

obr. 15: Vývojový diagram přerušení počítadlem

Snahou bylo vytvořit co nejjednodušší podprogram přerušení, aby byl co nejméně ovlivňován běh hlavního programu. Při přetečení čítače procesoru LT-Timer dojde k volání podprogramu počítadla. Zde se nejdříve zkontroluje požadavek na vynulování počítadla. Pokud je příznakový bit CLR nastaven, pak je počítadlo vynulováno a příznak je shozen. Samotné čítání pak lze zastavovat a opět spouštět příznakovým bitem RUN.

2.2.4. Regulace napájení

Jak již bylo řečeno, regulace napájení byla umístěna do testovacího zapojení ve snaze omezit ztráty vznikající při nabíjení kapacity C5 respektive při lineárním režimu regulátoru. Výchozí představou je, že po nabití kondenzátoru se veškerý proud odebírá ze sítě a rozdíl potenciálů mezi sítí a výstupem je mařen na sériovém odporu regulace.

obr. 16: Lineární režim regulátoru

Nabíjení kapacity při jednotkovém skoku samo o sobě nemůže nikdy proběhnout s vyšší účinností jak 50 %. Tohoto maxima lze dosáhnout pouze při nabíjení až do ukončení


27.

přechodného děje v ∞=t a je nezávislé na sériovém odporu ([17]). Při postupném zvyšování napětí je situace poněkud lepší, protože velikost proudu je závislá na derivaci tohoto napětí. Pomalejší změna napětí tak znamená menší nabíjecí proud, tím menší ztráty na sériovém prvku a vyšší účinnost dodávané energie. Proto nevhodnějším způsobem jak omezit ztráty, by bylo získávání napětí z počátku sinusovky a po dosažení určité maximální hodnoty jej odpojit.

obr. 17: Regulace napětí, vlevo nejvhodnější, vpravo realizovaná

Takový průběh je na obr. 17 vlevo. Aby nebylo nutné spínání v nule napětí, byla pro počáteční testování naprogramována jednodušší regulace, která je znázorněna na tomtéž obrázku vpravo. Ta spočívala pouze v kontrole úrovně napětí a vypínání regulátoru ve chvílích, kdy tato úroveň přesáhla 55 V.

Takto realizovaný regulátor1 skutečně funguje a spínaný tranzistor se zahřívá poznatelně méně než je tomu v případě lineární regulace. Bohužel se však projevily dále popsané nectnosti, kvůli kterým bylo třeba od tohoto návrhu regulace, alespoň v případě měniče PWM ustoupit.

obr. 18: Napětí na C5 společně s řídícími pulsy do regulátoru

První problém se projevil při snímání napětí v měřícím uzlu MU6, tedy na kolektoru IGBT. Spínání napájení řídící elektroniky na začátku sinusovky vytváří přepětí v sítí. Ta jsou zde protože vypínáme obvod, kterým proud nepoklesl na nulu. Vzhledem ke konstrukci odlehčovacího obvodu jsou při jeho připojení špičky napětí při vypnutém IGBT ještě vyšší, protože se jimi nabíjí kapacita C4. Vše je vidět na obr. 19.

Nutno poznamenat, že testovací obvod byl při těchto měření napájen z regulovaného zdroje, na jehož výstupu je transformátor. Po připojení filtru se situace mírně zlepšila.

1 Je třeba zkratovat odpor R8 pomocí JMP3


28.

Nedocházelo již k tak vysokým nárůstům napětí na kolektoru (obr. 20) a síť se zdála být zcela odrušena. Filtr byl sestaven v rámci semestrální práce a jeho popis lze najít v [11]. Jde o typ se 3. stupněm realizovaný Butterworthovou aproximací. Protože tento filtr nemá příliš kvalitní frekvenční charakteristiku, dochází při prudkých změnách proudu k jeho kmitům, což je dobře vidět na začátku průběhu.

Pokud se zaměříme na druhou část řídícího pulsu, která spíná na sestupné hraně sinusovky, zjistíme, že zde k žádným přepětím nedochází. Spínání zde je méně vhodné, protože se jedná o skokovou změnu napětí, ale i tak to poskytuje určité omezení ztrát. Nevýhodou je, že zde musíme zajistit vypínání v nule napětí a synchronizaci regulátoru se sítí. Na přípravku není k synchronizaci žádný jiný prostředek než A/D převodník měřící úroveň napětí na děliči z rezistorů R7 a R17. I při největší snaze se v době realizace nepodařilo vytvořit stabilní program regulátoru, který by spínal na sestupné hraně sinusovky. Jak se mnohem později ukázalo, když byla řešena synchronizace pro fázového řízení, tkvěl problém pravděpodobně v překrývání přerušení a uvedený regulátor lze opravdu vytvořit i s A/D převodníkem. Avšak než mohl být program znovu realizován, došlo k destrukci přípravku a na další testování nezbyl čas. Přesto je nutné říci, že řešení synchronizace tímto způsobem není příliš vhodné a je lepší vytvořit pro tento účel specializovaný obvod.

obr. 19: Vzniklá přepětí na kolektoru IGBT, vlevo bez odlehčovacího obvodu, vpravo s odlehčovacím obvodem (napájeno z regulovaného zdroje)

obr. 20: Přepětí naměřená na kolektoru tranzistoru při napájení přes filtr


29.

2.3. Vlastnosti

Nyní se zaměříme na zjištěné vlastnosti spínání PWM a ponecháme stranou způsob napájení řídících obvodů.

Mezi výhody spínání PWM kromě jednoduchosti programu patří také stálost světelného toku. Při fázovém řízení s velkým řídícím úhlem je zřetelné poblikávání zdroje světla. To u PWM nehrozí, protože časové intervaly mezi pulsy jsou dostatečně krátké.

Další výhodou je, že při použití dostatečně kvalitního filtru (10 kHz) je vstup stmívače naprosto odrušen a proud má v podstatě sinusový průběh. Na druhou stranu filtr s vyšší okrajovou frekvencí propustného pásma propouští daleko vyšší rušení než by tomu bylo v případě fázového řízení.

Největším zjištěným neduhem je přepětí při spínání, která vystoupala až do blízkosti 500 V. Lze je mírně snížit odlehčovacím obvodem nebo filtrem na vstupu. Právě při použití pouze odlehčovacího obvodu a regulaci napájení elektroniky, která je popsána výše, došlo ke zničení přípravku. To se stalo následkem tepelného přetížení tranzistoru Q8, který byl namáhán vyšším napětím.

S výše uvedeným ještě souvisí potíže při použití stmívače jako sériového prvku v rozvodné síti.

2.3.1. Sériové zapojení

V tomto zapojení bylo třeba přistoupit k jiné regulaci napájení řídících obvodů, než tomu bylo v předešlém případě. Předešlá regulace totiž již nebyla možná vzhledem k tomu, že ke spínání výstupu dochází během celé sinusovky což ve své podstatě, při odvozeném napětí z napětí na spínacím prvku, znemožňuje A/D převod.

obr. 21: Průběh napětí na kolektoru tranzistoru IGBT pro S > 50 % - vypínání v době napájecích

pulsů pro kondenzátor C5

Navržené řešení spočívalo ve spínání tranzistoru Q8 nízkou frekvencí vždy na určitou dobu, než se dobil kondenzátor C5. V tuto dobu byl vždy tranzistor IGBT automaticky vypnut. Průběh spínání nebyl nijak synchronizován s napětím sítě. Protože spínací frekvence byla stanovena na 400 Hz, bylo zaručeno, že v napájecí půlperiodě bude vždy minimálně jeden pulz mít dostatečné napětí, aby nabil kondenzátor C5. Ztráty u tohoto řešení jsou vyšší než v předešlém případě, ale ne o mnoho. Opět vznikají spínací špičky, což je dobře patrné na obr. 21.


30.

O použití filtru se v tomto případě nedá uvažovat, jelikož tak přicházíme o možnost sériového zapojení. Byly činěny návrhy na řešení filtrace sériového spínače, ale po postupném teoretickém ověřování byl učiněn závěr, že to fyzicky realizovat nelze. Stačí k tomu naprosto jednoduchá úvaha, kterou ovšem autor na samém počátku neudělal a neušetřil si tím práci se sériovým spínáním PWM.

obr. 22: Sériově zapojené spínání s filtrovaným vstupem

Pro představu si vezmeme teoretický obvod na obr. 22. Spínací prvek je zde v sérii se zátěží a je dokonale odfiltrován tak, že zbytkem obvodu teče sinusový proud o frekvenci sítě. K tomu, aby bylo možno regulovat napětí na zátěži U3, je třeba, aby se na svorkách spínače vytvářel úbytek napětí. Napětí na zátěži je pak dáno vztahem:

213 UUU −= ( 2.11)a pro proud platí:

ZRU

I 3= ( 2.12)

Protože tento proud protéká všemi prvky obvodu, musí jeho součin s napětím na spínači určovat výkon, který zde vzniká. Tento výkon může být dvojího druhu. Buď se jedná o činný výkon, proud je ve fázi s napětím a charakter spínání je totožný s připojeným rezistorem, nebo je jalový, proud je posunutý vůči napětí o 90° a akumulovaná energie se vrací do sítě. Je jasné, že první případ je nám k ničemu. Druhý případ je těžké, možná nemožné realizovat.

2.3.2. Filtrování výstupního napětí

Posledním problémem řešení uvedeného měniče je filtrování výstupního napětí. Pokud bychom ponechali výstup nefiltrovaný, dá se měnič použít jen pro krátké přívodní vodiče ke zdroji světla. Ty by navíc neměly vést vedle jiných síťových vodičů, kvůli případné induktivní nebo kapacitní vazbě.

obr. 23: Spínané kapacity

Bohužel při důkladném prozkoumání bylo zjištěno, že prosté připojení filtru na výstup není možné. Mezi vstupem a výstupem totiž vzniká kombinace kapacita-spínač-kapacita. Jedná se v podstatě o problém spínaných kapacit ([18]) a v žádném případě se nejedná o bezeztrátový obvod. Ztráty jsou tím větší, čím větší je rozdíl potenciálů mezi oběma


31.

kapacitory. Obvod jako celek má opět ekvivalentní zapojení v rezistoru. Navíc jde o velmi rychlý děj a ztracená energie se tak může vyzářit i v podobě elektromagnetické vlny.

Je žádoucí tedy kondenzátor z výstupu spínače odstranit. Tak ovšem vznikne obvod, kde spínáme induktor. Jeho proud po rozpojení spínače se nemá kudy uzavírat a vznikne tak opět přepětí. Po zvážení jiných možností, které nejsou prakticky žádné, se jako jediné východisko jeví obvod na obr. 24. Jde o zapojení známého snižujícího měniče, který se používá ve spínaných zdrojích. Tam se jedná o stejnosměrná napětí a proto spínač S2 je nahrazen diodou. Protože se v tomto případě jedná o střídavý měnič, proto diodu nemůžeme použít. Oba spínače musí být takové, aby v kterékoliv polaritě napětí bylo možné řídit jejich sepnutí.

obr. 24: Snižující měnič (Buck converter)

Řízení dvou spínačů už přesahuje aplikaci jednoduchého stmívače, který by měl být plnohodnotnou náhradou zapojení s triakem. Proto bylo od dalších pokusů v tomto směru ustoupeno.

Pro úplnost zmiňme ještě některé vlastnosti zařízení v zapojení na obr. 24. Největším úskalím je synchronizace obou spínačů, kdy nesmí dojít k sepnutí obou najednou. Zároveň se nedá počítat s tím, že proud spínačem S2 bude mít v každém okamžiku opačný směr než je případný zkratový proud. Proto se nedají na jeho místě použít tyristory nebo jim podobné součástky.

Dalším problémem je pravděpodobně realizace budících obvodů pro spínání, které se už asi neobejdou bez galvanického oddělení od řídící elektroniky.

Za předpokladu, že by vše uvedené bylo vyřešeno, by mělo postačovat navrhnout hodnoty výstupní indukčnosti a kapacity jako pro klasický filtr 2. stupně. Pak bychom na výstupu měli získat sinusový průběh o stejné periodě ale jiné amplitudě než je průběh vstupního napětí.


32.

3. Fázově řízený měnič napětí

Poté co bylo zjištěno, že řízení regulátoru osvětlení pomocí PWM není vhodné, vrátil jsem se ke koncepci fázového řízení. Počáteční pokusy využívaly stejné zapojení jako je na obr. 8. Zde se obvod nedařilo pomocí A/D převodu synchronizovat s napětím sítě. Bez kvalitní synchronizace se však při tomto způsobu řízení nelze obejít. Poté co testovací přípravek vyhořel bylo třeba vyrobit nový obvod, jelikož dříve realizované plošné spoje se pro fázové řízení nikterak nehodily. Z části z nedostatku času bylo navrženo co nejjednodušší zapojení, které však již počítá se snímáním nuly napětí v síti.

3.1. Obvodové řešení

obr. 25: Schéma zapojení pro testování fázového řízení

Zapojení budícího obvodu a tlačítek zůstala nezměněna. Změnil se pouze způsob napájení obvodů a přibyl synchronizační člen v podobě tranzistoru Q7.

3.1.1. Způsob napájení řídících obvodů

Obvod procesoru je napájen přes sériový stabilizátor z rezistorů R4, R5, R8 a Zenerovy diody D5. V době opačné půlperiody síťového napětí je energie hrazena z nabitého


33.

kondenzátoru C5. Obvod v okolí napájecích vývodů procesoru je ve své podstatě stejný, jako ten co je na obr. 2. Hodnoty odporů byly stanoveny pro efektivní hodnotu proudu 10 mA:

Ωk,,I

UR

m

/rms,, 2616

010223021

185 =⋅

==

Vzhledem k tomu, že je třeba zásobovat proudem ještě budící člen byl celkový odpor snížen na výsledných 12,2 kΩ. Výsledná výkonová ztráta na sériových rezistorech je přibližně

W,R

UP

,,

/rmsR,R,R 172

1220022302

185

221

458 =⋅

==

Jedná se o relativně vysoký výkon, proto by měl být výsledný odpor dosažen sériovým spojením více rezistorů. Tato hodnota ztrát by zároveň měla zhruba odpovídat výsledným celkovým ztrátám v řídícím obvodu.

obr. 26: Dělič napětí

Protože proud napájející budící člen je při 30 V zhruba:

mAR

UI nap

bud 133000

30

1

<== ,

dá se zanedbat vůči proudu, který teče rezistory R8, R5 a R4. Pak napájení budícího členu lze realizovat přes dělič sestavený z těchto rezistorů, aniž bychom museli použít nějakou napěťovou referenci. Dělící poměr určíme pro dané výstupní napětí a amplitudu síťového napětí:

0902302

30 ,UU

nm

výst =⋅

==

Pro odpory v děliči na obr. 26 tak platí: Ω109890122001 =⋅=⋅= ,nRR celk

Ω1110210981220012 =−=−= RRR celk Nejbližší hodnotou pro R1 (R4) je 1 kΩ a tím rezistor R2 má hodnotu 11,2 kΩ. Hodnota

R2 je vytvořena dvěma rezistory R8 a R5, na každý tak připadá 5,6 kΩ. Při opačné půlperiodě se proud budícího obvodu hradí z kondenzátoru C8. Jeho kapacitu

určíme pro odběr proudu 1 mA, rozdíl napětí 15 V a dobu rovnou polovině periody:

nF,,U

tIC 66715

01000108 =

⋅=

⋅≈

ΔΔ

Nejbližší hodnotou je 680 nF. Zbývá pouze ověřit, zda časová konstanta nabíjení C8 je mnohem menší než polovina periody síťového napětí. Pro výstupní odpor děliče platí vztah ( 2.6):

( )Ω918

12200100011200

458

458 =⋅

=++⋅+

=RRRRRR

Rvýst


34.

Časová konstanta přechodného děje je: sCRvýst μτ 62410680918 9

8 =⋅⋅=⋅= To je zhruba dvacetina poloviny periody sítě.

3.1.2. Obvod synchronizace

Synchronizační zapojení je tvořeno PNP tranzistorem Q7, rezistory R7, R9, všemi rezistory stabilizátoru R8, R5, R4 a kondenzátorem C7, který je zde jen kvůli odrušení rychlých změn.

Funkce je velice jednoduchá. Tranzistor Q7 pracuje ve spínacím režimu. Signál synchronizace je získáván z uzlu mezi kolektorem tohoto tranzistoru a rezistorem R9. Ve chvíli, kdy je v síti nulové napětí nebo opačná půlperioda napětí, je napětí na emitoru vyšší než napětí na bázi a tranzistorem teče kolektorový proud. Při půlperiodě napětí sítě, která otevírá diodu D8, se zmenšuje rozdíl napětí mezi bází a emitorem a proud bází začne klesat. K jeho úplnému zániku dojde zhruba při 5 V napětí sítě. Tím zanikne i proud kolektorovým obvodem a na rezistoru R9 je nulový úbytek napětí.

Saturační kolektorový proud je dán vztahem:

9RUU

I ECEC

−≥ ( 3.1)

Po dosazení získáváme podmínku:

mA,,IC 6606800

505=

−≥

Pro proud báze platí vztah ( 2.1). Po dosazení získáme jeho minimální hodnotu:

A,hI

IminE

minCminB μ33

20010660 6

21

=⋅

==−

Aby byla saturace tranzistoru zaručena, stanovíme proud bází zhruba třikrát vyšší, tj. 10 μA. Odpor rezistoru R7 je tím určen Ohmovým zákonem:

Ωk,I

UURB

EBE 43010

70557 =

−=

−=

−

Hodnota kapacity kondenzátoru C7 byla stanovena pro mezní kmitočet kolem 50 kHz. Nižší hodnota tohoto kmitočtu by mohla způsobit pomalé reakce synchronizačního obvodu a to je nechtěný stav. Mezní kmitočet je dán vztahem ( 2.8):

pFRf

C,,MEZ

261122001052

12

14

4587 =

⋅⋅⋅⋅=

⋅⋅⋅=

ππ

Stanovená hodnota je 330 pF.

3.2. Program fázového řízení

Během vytváření programu největší potíže souvisely se synchronizací. Jak bude vidět dále, řešení využívá tři druhy přerušení. Protože přerušení AT timeru nastává velmi často, docházelo k tomu, že během zpracovávání jednoho, z druhých dvou došlo ke generování několika požadavků o toto přerušení. Tyto požadavky však program nemohl zaznamenat a tak se choval sice relativně stabilně, ale nevykonával to co měl.


35.

Odtud plyne důležité upozornění. Pokud je vytvářen program na podobném principu a výsledkem není požadované chování, je třeba nejdříve zkontrolovat, zda nedochází k překrytí několika požadavků o přerušení.

3.2.1. Stavový diagram fázového řízení

obr. 27: Stavový diagram fázového řízení

Základní kostra programu zůstala zachována. Hlavní smyčka se skládá pouze ze stavového automatu, který slouží ke komunikaci s uživatelem. Z ní pak vždy, když je to požadováno, dochází ke skokům do přerušení. Stavový automat i program přerušení LT timeru jsou ve své podstatě totožné s popisy v kapitolách 2.2.2 a 2.2.3. To co je zde navíc je externí přerušení a přerušení od AT timeru.

Obě přerušení jsou přes proměnné, které mění, vzájemně provázány. Externí přerušení slouží k synchronizaci spínání s napětím sítě. Je závislé na obou hranách napětí synchronizačního obvodu, takže nastává vždy když je síťové napětí v blízkosti nuly. Po jeho proběhnutí vždy dochází k vypnutí tranzistoru IGBT.

Přerušení AT timeru v pravidelných intervalech (f= 10000 Hz) kontroluje, zda má dojít k sepnutí výstupu či nikoliv. Zároveň po každém průchodu zvyšuje globální proměnnou, ve které se udržuje informace o počtu těchto intervalů (jako tachometr počtu volání tohoto přerušení).


36.

3.2.2. Přerušení pro spínání a synchronizaci

Jak už bylo jednou řečeno toto je nejzranitelnější část programu a je jí třeba věnovat důkladnou pozornost. Podprogramy přerušení bylo třeba vytvořit co možná nejjednodušší a nejkratší.

obr. 28: Vývojový diagram a) přerušení AT timeru, b) externího přerušení

Nejdříve je třeba si říct jaké proměnné obě přerušení sdílejí. Tyto jsou součástí struktury gPWMSettings. Jedná se o:

1) gPWMSettings.csr … příznakový registr, lze nastavit pouze bit RUN (01)h. 2) gPWMSettings.count … počítadlo počtu volání přerušení AT timeru. 3) gPWMSettings.sinperiod … název je trochu nepřesný, sem se ukládá naměřená délka

poloviny periody síťového napětí. 4) gPWMSettings.cT … Capture Time, určuje moment sepnutí výstupu. V obou přerušení se kontroluje pouze jeden a tentýž příznakový bit RUN. Ten určuje zda

má být funkce výstupu zapnuta nebo ne. Při shozeném příznaku RUN dojde v nejbližším průchodu nulou k trvalému vypnutí výstupu. Zároveň se zastaví počítadlo bez hrozby jeho vynulování.

Při nastaveném bitu RUN se v přerušení AT timeru provede inkrementace počítadla a zkontroluje se zda je údaj v proměnné cT větší než je tato hodnota. Velikost cT je obdobou velikosti fázového úhlu, proto v případě, že je větší, musí dojít k sepnutí tranzistoru IGBT.

O to, aby ke spínání výstupu docházelo vždy ve stejnou chvíli, se stará externí přerušení. To je zavoláno při průchodu síťového napětí nulou. V ten moment je automaticky požadováno vypnutí IGBT. Pokud je navíc nastaven příznak RUN tak je uložena délka poloviny periody síťového napětí a počítadlo volání přerušení AT timeru je vynulováno.

3.3. Vlastnosti

Ztráty při spínání jsou při tomto druhu řízení zanedbatelné vůči ztrátám při plně otevřeném tranzistoru. Maximální velikost ztrát na spínacím prvku vyjádříme pro plné sepnutí a zátěži 2,2 A:

W,,IUP Zrms)sat(CE 44222 =⋅=⋅=


37.

Velikost ztrát v řídícím obvodě byla vyčíslena již v kapitole 3.1.1 jako 2,17 W. Ve své podstatě je dána pouze ztrátou na rezistorech R4, R5 a R8. To je velký problém, pokud bychom chtěli vytvořit plošný spoj čistě v SMD montáži. Totiž rezistory SMD 1206 jsou pouze do 0,25 W případně při použití rezistorů velikosti 2010 se dá uvažovat 0,75 W. Sériové spojení srážecích rezistorů R5 a R8 by pak v případě SMD vyžadovalo následující počty součástek:

SMD 1206: rezistorůlépen,,,

PPn

maxR

Z 109688250172

=⇒===

SMD 2010: rezistorylépen,,,

PPn

maxR

Z 43892750172

=⇒===

Vzhledem k tomu, že obvyklou velikostí rezistorů běžně k dostání pro potřeby amatérů je pouze 1206, představuje jejich počet velké nároky na prostor na desce plošného spoje. Proto je lépe za těchto podmínek využít kombinované montáže.

Všechny pokusy o konstrukci napájení se sériovým omezovacím kondenzátorem, jako je to v případě napájení původního zapojení s triakem, selhaly na faktu, že nízký potenciál řídícího obvodu musí být připojen na záporný vývod usměrňovače s tranzistorem IGBT. Jedinou možností jak omezit hladinu ztrát by bylo pokusit se přece jenom o spínání napájení jako to bylo v případě měniče s PWM. Tato varianta se nabízí i vzhledem k faktu, že již máme spolehlivý zdroj synchronizace a mohlo by jít o spínání na sestupné hraně sinusovky. Bohužel na tyto testy již nezbyl žádný čas.

3.3.1. Sériové připojení zátěže

Tak jak je testovaný obvod realizován nyní, sériové připojení zátěže není možné. Při úhlu sepnutí menším než 90° může totiž docházet k nedostatečnému dobíjení kapacity C8. Budící obvod tak nebude dodávat dostatečné napětí do řídící elektrody tranzistoru IGBT. Možných řešení tohoto problému je několik. První spočívá ve zmenšení hodnot rezistorů R8 a R5 a paralelního připojení Zenerovy diody o příslušném napětí ke kondenzátoru C8. V takovém případě bude možné provozovat měnič i při menších úhlech bez problémů. Na druhou stranu tím ale vzrostou ztráty, které jsou již takto dost vysoké.

Dalším řešením by bylo již několikrát zmiňované spínání napájení. Zde by se ztráty dokonce pravděpodobně snížily a na první pohled se toto zdá jako ideální řešení. Potíž spočívá v tom, že bychom opět museli využívat náběžnou stranu sinusovky a opět vypínat nenulový proud. To by celkem jistě způsobovalo stejná přepětí jako jsou na obr. 19. Při nemožnosti použít filtr u sériového zapojení je uvedené nemyslitelné.

Poslední možností je vyhnout se úplně budícímu obvodu tím, že použijeme IGBT s malou prahovou hodnotou napětí gatu. Ztráty v řídícím obvodu by zhruba zůstaly stejné, protože napájení procesoru je pravděpodobně dostatečné i v případě malých úhlu sepnutí. Celý obvod by se navíc zjednodušil. Jedinou nevýhodou je fakt, že přicházíme o možnost výběru z většího sortimentu tranzistorů.

Potíže se sériovým zapojením se rozšiřují ještě o synchronizaci. Ta již není možná na sestupné hraně sinusovky, zde je totiž při menším než maximálním řídícím úhlu sepnut výkonový tranzistor a synchronizační obvod zaznamenává nulu napětí v síti. Synchronizaci je tak třeba zajišťovat vždy jen na začátku celé periody. Zároveň pokud dojde k tomu, že tranzistor IGBT nebude vypnut přesně v nule napětí a to v místě poloviny periody s kladným potenciálem pro synchronizační obvod, dojde k chybnému generování signálu synchronizace. Uvedené ještě nutně nemusí způsobovat žádné problémy, ale je třeba s tím počítat.


38.

3.3.2. Zajištění dostatečného napětí v jednotlivých částech obvodu

Napájecí napětí na procesoru je dostatečně vyhlazeno velkou kapacitou kondenzátoru C5 a jeho zvlnění je v podstatě zanedbatelné.

K daleko vyšším změnám napětí dochází na kondenzátoru C8, který zásobuje budící obvod tranzistoru IGBT. Maximum napětí je zhruba 28 V a během periody klesá až na 15 V viz . Pro takové zvlnění byl kondenzátor také počítán.

obr. 29: Vlevo výstupní napětí děliče z rezistorů R8, R5, a R4, vpravo napětí na kondenzátoru C8

Nabízí se otázka zda budič tranzistoru IGBT správně pracuje i při minimech napětí na kondenzátoru C8 a do jaké míry je ovlivněno výstupní napětí na gatu IGBT. Měření ukazují, že zpětnovazební stabilizátor je dostatečně spolehlivý i při 15 V. Výstupní napětí se mění velice málo a jeho hodnota je vždy nad 10 V.

obr. 30: Řídící úhel 110 °, vlevo napětí GATu, vpravo napětí na výstupu měniče


39.

obr. 31: Signál synchronizace

Od napětí sítě a napájecího napětí procesoru je odvozen signál synchronizace. Jak je vidět z obr. 31, je jeho perioda téměř přesně 0,02 s.

3.4. EMC

Protože ostré spínací hrany výstupního napětí způsobují rušení v síti, bylo žádoucí provést alespoň orientační měření EMI tohoto zařízení. K danému účelu byl použit měřící přístroj PMM 9010. Měřena byla kvazivrcholová hodnota rušivého signálu. Přístroj poskytuje omezené množství vykreslení hranic mezních hodnot rušení. Toto měření má vykreslenu hranici podle normy ČSN EN 55022 „Zařízení informační techniky“. Ta je stejná jako hranice, podle které byl měřen triakový regulátor osvětlení v [2]. Pro tu je zde uvedena norma ČSN EN 55014 „Požadavky na spotřebiče pro domácnost“.

Naměřený průběh kvazivrcholové hodnoty na začátku rozsahu frekvence překračuje limity dané normou. Přístroj se tedy bez použití filtru neobejde. Z charakteristiky lze odhadnout, že potřebný útlum filtru na 150 kHz by měl být zhruba 40 dB. V rámci semestrální práce [11], byly vytvořeny tři filtry s požadovaným útlumem 60 dB na okraji tolerančního pásma 150 kHz. Žádný z nich se pro své velké rozměry nehodí do této aplikace. Přesto bylo provedeno ještě jedno měření kvazivrcholové hodnoty s jedním z filtrů na vstupu zařízení. Jde o typ filtru realizovaný Butterworthovou aproximací.

Průběh na obr. 33 už požadavkům normy vyhovuje. Mez je překročena pouze v jednom místě. Pro úplnost je přiložena i charakteristika zmíněného filtru.


40.

obr. 32: Měření kvazivrcholové hodnoty rušivého signálu

obr. 33: Měření kvazivrcholové hodnoty rušení s filtrem na vstupu zařízení


41.

obr. 34: Frekvenční charakteristika připojeného filtru (50/ 50 Ω)


42.

4. Závěr

4.1. Stručné porovnání všech řešení regulátorů osvětlení

Spínací prvek Triak IGBT IGBT

Typ BTB-16 STGB10NC60KD STGB10NC60KD

Způsob spínání fázové řízení fázové řízení PWM 20 kHz

Ztráty

Řídící obvod 0,5 W 2,2 W4 2,2 W1,4 Spínací prvek (při proudu zátěží 2,2 A)

až 2 W (plně sepnutý)

až 4,4 W (plně sepnutý)

až 9,4 W (střída se blíží 100 %)

Usměrňovač (2,2 A) žádné 2,6 W 2,6 W

Vlastnosti při připojení do sítě

EMI vyhoví s filtrem vyhoví s filtrem nevyhovuje výstup

Filtr ano ano nutný kvalitní2

Paralelní připojení zátěže ano ano ano

Sériové připojení zátěže ano složité3 ne

Nutnost použití dalších obvodů

Odlehčovací obvod ano ne ano

Budící obvod pro řídící elektrodu spínacího prvku ne

ano (není nutný u

všech typů IGBT)3

ano

Synchronizace se sítí ano ano ne Usměrňovač pro spínací prvek ne ano ano

Další vlastnosti

Možnost vytvoření elektronické pojistky proti zkratu

ne ano problematické

Čistě SMD montáž ano nevhodné4 nevhodné4

1 Za předpokladu použití stejného napájecího obvodu jako v případě fázového řízení na obr. 25. 2 Filtr by měl být schopen odfiltrovat i kmitočet spínání. 3 Viz kapitola 3.3.1. 4 Pokud by bylo využito fázového spínání napětí i pro řídící obvody, snížily by se ztráty a byla by možná i SMD montáž.


43.

4.2. Aplikace fázového řízení pomocí triaku

Součástky vypínané komutací proudu jsou obecně vhodné pro fázové řízení. V případě aplikace regulátoru osvětlení je velkou výhodou také to, že zde není použit usměrňovač a tak lze využít jeden síťový přívod jako společný uzel. V takovém případě lze pro úpravu napětí řídící elektroniky využít kapacitní reaktance a dosáhnout tak menších ztrát, než kdyby se napětí snižovalo pouze pomocí rezistorů.

K fázovému řízení je nutné zajistit synchronizaci spínání s napětím sítě. Protože je triak součástka vypínající při komutaci proudu, není třeba se softwarově starat o jeho vypínání. Výhoda uvedeného bude ještě více zřejmá při napájení jiné než odporové zátěže, tj. například induktivní. Zde totiž bez jakýchkoliv úprav obvodu je zátěž odpojena vždy v nule proudu a nehrozí tak případná přepětí.

Pro tuto aplikaci se triak hodí nejvíce. Jeho nahrazení tranzistorem nemá opodstatnění, protože takový obvod bude složitější a v řadě parametrů i horší (např. ztráty).

4.3. Aplikace fázového řízení pomocí IGBT

Výhodou je v tomto případě fakt, že neztrácíme kontrolu nad výkonovým obvodem a ten lze kdykoliv vypnout. Vhodným obvodovým řešením tak můžeme zajistit například ochranu proti přetížení nebo zkratu.

Největší nevýhodou použití tranzistoru je přítomnost usměrňovače. Nejen že tím narůstá počet součástek, ale zároveň je mezi emitorem a síťovými vodiči dvojice diod a tak nelze ani jeden síťový přívod využít jako společný uzel zdroje pro buzení gatu tranzistoru. Z toho důvodu také úprava napětí pro napájení elektroniky probíhá vždy ve stejnosměrné části obvodu. Zde není možné využít reaktancí a nevyhneme se tak použití ztrátových rezistorů. Při napájecích proudech procesoru kolem 10 mA je pak na nich výkonová ztráta natolik vysoká, že to prakticky znemožňuje použití součástek v SMD provedení.

Určitou naději skýtá fázové spínání napájení řídících obvodů. Tím však roste počet součástek i náročnost obvodového zapojení. I přes tyto úspory energie bude pravděpodobně výsledná ztráta vyšší, než je tomu v případě měniče s triakem, kde je úbytek potenciálu zajišťován sériovým kondenzátorem.

Také zde je nutné zajistit okolními obvody synchronizaci spínání s napětím sítě. Navíc je třeba příslušně ošetřit program, aby tranzistor vypínal v nule napětí. Při napájení induktivní zátěže je synchronizace ještě složitější. Je třeba zajistit nejen měření úrovně napětí, ale i úrovně proudu, protože ten musí být vypínán vždy v nule. Obvodová náročnost tak na rozdíl od spínání triakem ještě dále roste.

IGBT tranzistory mají obecně vyšší prahové napětí na řídící elektrodě než je napětí procesoru. To vyžaduje konstrukci samostatného budícího obvodu pro tento tranzistor. Lze však najít i typy které mají prahové napětí dostatečně nízké.

Stejně nevhodný je tento typ součástky pro sériově připojenou zátěž. Je k tomu vždy třeba nějakým vhodným způsobem upravit napájecí obvod, pokud nemíníme použít tranzistor s nízkým prahovým napětím.

Pokud přímo nepožadujeme přítomnost elektronické pojistky, hodí se tranzistor pro aplikaci regulace osvětlení méně. Navrhovaný obvod je vždy rozměrnější a má větší ztráty.


44.

4.4. Aplikace regulace PWM pomocí IGBT

Výhodou tohoto druhu řízení je programová jednoduchost a nepřítomnost synchronizačního obvodu. V krajním případě je nutný pouze jeden port mikropočítače pro PWM a jeden port pro tlačítko.

Jednoduchou úpravou programu lze zajistit lineární závislost efektivní hodnoty výstupního napětí na střídě.

Pro ztráty v obvodech napájení platí totéž co pro obvod s fázovým řízením. Výhodné je, že oproti předešlým dvěma řešením nehrozí viditelné mrkání osvětlení při malých střídách.

Mezi nevýhody patří obrovský nárůst ztrát na spínacím prvku. Tyto jsou vyšší o ztráty při spínaní a vypínání vysokou frekvencí.

Dále při spínání dochází ke přepětím, které namáhají součástky a jsou zdrojem rušení. Ani filtrace není příliš jednoduchá, protože rušení obsahuje frekvence s vysokou amplitudou. Navíc je v tomto případě třeba použít stíněné výstupní vodiče, nebo výstup filtrovat a to není jednoduché.

Podobný regulátor se dá použít prakticky jen v zapojení snižujícího měniče (buck converter), známého ze spínaných DC zdrojů.

4.5. Slovo závěrem

Nepodařilo se vytvořit technicky a ekonomicky lepší zařízení než je původní regulátor s triakem. Samotné spínání PWM je velkým zklamáním a pro podobné aplikace není vhodné. Výsledné zapojení fázového řízení má vyšší ztráty a větší rozměry. Příliš se nehodí ani pro sériové připojování zátěže.

Hodí se pro přístrojové aplikace bez sériového připojení zátěže. Pro uvedené zařízení je třeba ještě vytvořit vhodný filtr, který zajistí jeho shodu

s normami EMC.


45.

5. Použitá literatura

[1] RABIER, P. , PERIER, L. . Microcontroller and triacs on the 110/ 240V mains. Application note . ©1998, no. AN392. Dostupný z WWW: <http://www.st.com>.

[2] Universal Motor Speed Control and Light Dimmer with TRIAC and ST7LITE Microcontroller. Application note. ©2006, no. AN2263. Dostupný z WWW: <http://www.st.com>.

[3] Using an ST7ULTRALITE microcontroller to drive a TRIAC or an AC switch for a Mains supply. Application note. ©2006, no. AN2425. Dostupný z WWW: <http://www.st.com>.

[4] BTA16, BTB16 and T16 Series. Datasheet snubberless triacs. ©2006. Dostupný z WWW: <http://www.st.com>.

[5] MIKULEC, Milan, HAVLÍČEK, Václav. Základy teorie elektrických obvodů 1. 2. vyd. Praha : Vydavatelství ČVUT, 2002. 252 s. ISBN 80-01-02519-5.

[6] MIKULEC, Milan, HAVLÍČEK, Václav. Základy teorie elektrických obvodů 2. 2. vyd. Praha : Vydavatelství ČVUT, 2004. 160 s. ISBN 80-01-02462-8.

[7] HAVLÍČEK, Václav, POKORNÝ, Martin, ZEMÁNEK, Ivan. Elektrické obvody 1. 1. vyd. Praha : ČVUT, 2005. 289 s. ISBN 80-01-03299-X.

[8] HAVLÍČEK, Václav, ZEMÁNEK, Ivan. Elektrické obvody 2. 1. vyd. Praha : ČVUT, 2008. 368 s. ISBN 978-80-01-03971-7.

[9] MYSLÍK, Jiří. Elektrické obvody. 2. vyd. Praha : BEN - technická literatura, 1998. 255 s. ISBN 80-86056-19-8.

[10] PAVELKA, Jiří, ČEŘOVSKÝ, Zdeněk. Výkonová elektronika. 2. přeprac. vyd. Praha : Vydavatelství ČVUT, 2002. 201 s. ISBN 80-01-02094-0.

[11] BREJCHA, Michal. Návrh síťového odrušovacího filtru. Praha, 2007. 21 s. ČVUT v Praze. Vedoucí semestrální práce Ing. Jiří Hájek.

[12] STGB10NB40LZ. INTERNALLY CLAMPED PowerMESH™ IGBT, datasheet. ©2003. Dostupný z WWW: <http://www.st.com>.

[13] STGB10NC60KD. Short circuit rated PowerMESH™ IGBT, datasheet. ©2007. Dostupný z WWW: <http://www.st.com>.

[14] ST7LIEUSx. 8-bit MCU with single voltage Flash memory, ADC, timers, datasheet. ©2006. Dostupný z WWW: <http://www.st.com>.

[15] BENDA, Vítězslav, PAPEŽ, Václav. Výroba silnoproudých zařízení 2. Praha : Vydavatelství ČVUT, 2002. 236 s. ISBN 80-01-02490-3.

[16] MATOUŠEK, David. Číslicová technika. 1. vyd. Praha : BEN, 2001. 208 s. ISBN 80-7300-025-3.

[17] LÁNÍČEK, Robert. Elektronika : obvody, součástky, děje. 1. vyd. Praha : BEN, 1998. 480 s. ISBN 80-86056-25-2.

[18] NEUMAN, Přemek, UHLÍŘ, Jan. Elektronické obvody a funkční bloky 1. Praha : Vydavatelství ČVUT, 2005. 279 s. ISBN 80-01-03281-7.


46.

[19] ZÁHLAVA, Vít. OrCAD 10. 1. vyd. Praha : Grada Publishing, a.s., 2004. 224 s. ISBN 80-247-0904.

[20] HEROUT, Pavel. Učebnice jazyka C - 1. díl. 4. přeprac. vyd. České Budějovice : Kopp, 2006. 1 sv. 274 s. ISBN 80-7232-220-6.

[21] HEROUT, Pavel. Učebnice Jazyka C - 2. díl. 2. přeprac. vyd. České Budějovice : Kopp, 2006. 163 s. ISBN 80-7232-221-4.

[22] KERNIGHAN, Brian W., RITCHIE, Dennis M. Programovací jazyk C. 1. vyd. Brno : Computer Press a.s., c2006. 286 s. ISBN 80-251-0897-X.

[23] ST7 Family Programming Manual. c2005. 97 s. Dostupný z WWW: <http://www.st.com>.

[24] ST7 Assembler Linker Manual : UM0144 User Manual. 2005. 92 s. Dostupný z WWW: <http://www.st.com>.

[25] C language manual : Cosmic Software. c2003. 92 s.

[26] C Cross Compiler User's Guide for ST MicroElectronics ST7 : Cosmic Software. c2006. 466 s.


47.

Příloha A: Plošný spoj testovacího přípravku pro PWM

obr. 35: Pohled ze strany součástek, 1:1, spodní vrstva

obr. 36: Pohled ze strany součástek, 1:1, vrchní strana plošného spoje

obr. 37: Rozmístění součástek z vrchu


48.

Příloha B: Seznam součástek pro přípravek PWM Značení Hodnota Typ součástky

C1 100n KONDENZÁTOR C2 10n KONDENZÁTOR C3 1n KONDENZÁTOR C4 330p KONDENZÁTOR C5 22u KONDENZÁTOR ELEKT. C6 HE10 HE10 konektor C7 220p KONDENZÁTOR C8 1n5 KONDENZÁTOR D1 BYT-56 DIODA D2 BYT-56 DIODA D3 BYT-56 DIODA D4 BYT-56 DIODA D5 BZX83V005.1 DIODA ZENEROVA D6 1N4148 DIODA D7 BZX83V039 DIODA ZENEROVA D8 1N4007 DIODA D9 1N4007 DIODA D10 1N4007 DIODA FU1 Pojistka Pojistka JMP1 Jumper Jumper JMP2 Jumper Jumper JMP3 Jumper Jumper JMP4 Jumper Jumper JMP5 Jumper Jumper MU1 Měřený uzel Měřený uzel MU2 Měřený uzel Měřený uzel MU3 Měřený uzel Měřený uzel MU4 Měřený uzel Měřený uzel MU5 Měřený uzel Měřený uzel MU6 Měřený uzel Měřený uzel PROC1 ST7FLITEUS5 MIKROPROCESOR Q4 STGB10NC60KD IGBT Q5 BC546B TRANZISTOR Q6 BC546B TRANZISTOR Q7 BC546B TRANZISTOR Q8 STD1NK60 MOSFET R1 33k REZISTOR R2 120k REZISTOR R3 6k8 REZISTOR R4 3k3 0,6W REZISTOR R5 56k 0,6W REZISTOR R6 120k REZISTOR R7 430k REZISTOR R8 1,5k 0,6W REZISTOR


49.

R9 10k REZISTOR R10 22k REZISTOR R11 1M REZISTOR R12 3k3 REZISTOR R13 1k REZISTOR R14 1k REZISTOR R15 R47 5W REZISTOR R17 6k8 REZISTOR SV1 ARK 300V-2P ŠROUBOVÁ SVORKOVNICE SV2 ARK 300V-2P ŠROUBOVÁ SVORKOVNICE TL1 P-B1715 TLAČÍTKO TL2 P-B1715 TLAČÍTKO


50.

Příloha C: Plošný spoj testovacího přípravku pro fázové řízení

obr. 38: Pohled ze strany součástek, 1:1, spodní vrstva

obr. 39: Rozmístění součástek z vrchu


51.

Příloha D: Seznam součástek pro přípravek fázového řízení Označení Hodnota Typ

C1 100n KONDENZÁTOR C2 10n KONDENZÁTOR C3 1n KONDENZÁTOR C4 330p KONDENZÁTOR C5 470u KONDENZÁTOR ELYT. C7 330p KONDENZÁTOR C8 680n KONDENZÁTOR D1 BYT03-400 DIODA D2 BYT03-400 DIODA D3 BYT03-400 DIODA D4 BYT03-400 DIODA D5 BZX83V005.1 DIODA ZENEROVA D6 1N4148 DIODA D7 1N4148 DIODA D8 1N4007 DIODA D9 1N4007 DIODA D10 1N4007 DIODA FU1 Pojistka Pojistka JMP1 Jumper Jumper JMP2 Jumper Jumper MU1 Měřený uzel Měřený uzel MU2 Měřený uzel Měřený uzel MU3 Měřený uzel Měřený uzel MU4 Měřený uzel Měřený uzel MU5 Měřený uzel Měřený uzel MU6 Měřený uzel Měřený uzel PROC1 ST7FLITEUS5 MIKROPROCESOR Q4 STGB10NC60KD IGBT Q5 BC546B TRANZISTOR Q6 BC546B TRANZISTOR Q7 BC556B TRANZISTOR R1 33k REZISTOR R2 120k REZISTOR R3 6k8 REZISTOR R4 1k 2W REZISTOR R5 5k6 2W REZISTOR R6 120k REZISTOR R7 430k REZISTOR R8 5k6 2W REZISTOR R9 6k8 REZISTOR R10 22k REZISTOR R11 1M REZISTOR R12 10k REZISTOR R13 10k REZISTOR


52.

R14 1k REZISTOR SV1 ARK 300V-2P ŠROUBOVÁ SVORKOVNICE SV2 ARK 300V-2P ŠROUBOVÁ SVORKOVNICE TL1 P-B1715 TLAČÍTKO TL2 P-B1715 TLAČÍTKO

Date post:	11-Feb-2020
Category:	Documents
Upload:	others
View:	5 times
Download:	0 times

Návrh číslicově řízeného regulátoru osvětlení s tranzistorem IGBT · výrazně sníží...

Documents