1

NÍZKOFREKVENČNÍ ELEKTRONIKA

Přednášky

Doc. Ing. Vlastislav Novotný, CSc.

ÚSTAV RADIOELEKTRONIKY

2

1. Elektromechanický (gramofonový) záznam zvuku 1.1 Základní pojmy. Jedná se o mechanický záznam nejčastěji v PVC médiu vzniklý lisováním za tepla z matrice nejčastěji kovové. Ta vzniká přepisem primárního záznamu (master) často digitálního rytím buď do lakové nebo i kovové vrstvy (druhý způsob se nazývá direct metal mastering DMM). Původní princip pochází od Berlinera, který proti staršímu způsobu T.A.Edisona nepoužil váleček, ale plochou desku. Drážka má tvar Archimedovy spirály a přenoska se posouvá na-rozdíl třeba od kompaktního disku a minidisku, směrem do středu. Popis tohoto dnes již kla-sického média omezíme jen na základní údaje. Tento způsob záznamu je již na ústupu a je provozován spíše se sběratelských důvodů a z určité nostalgie, někdy i snobismu.. Obvodová drážková rychlost je při konstantních otáčkách proměnná a směrem ke středu se snižuje. Je to velká nevýhoda tohoto diskového způsobu. Je dána známým vzorce z mechani-ky vs = π . d . n [m.s-1; m ;s-1 ] (1.1) kde: d ... okamžitý průměr drážky desky , n ... počet otáček desky za sec. U velké LP desky je drážková rychlost na obvodu asi 0,5m/s, ke konci desky asi 0,21 m/s. S tím souvisí i proměnná vlnová délka záznamu λ = vd / f (1.2) takže např. na obvodu desky je při f=15 kHz ..λ = 35µm, blíže ke středu desky jen 14µm Dnes je záznam provozován téměř výhradně ve stereofonní dvoukanálové verzi (praktické rozšíření je od roku cca 1961), kdy je používán způsob Westrex firmy Westinghouse (USA) u nás známý jako šikmý křížový záznam 45/45. Jeho princip je naznačen na obr. 1-1. Rycí nůž s vrcholovým úhlem 90° je poháněn dvěma navzájem kolmými systémy (obvykle elektrodyna-mickými s pohyblivými cívkami) s tím, že celá soustava je pootočena proti rovině desky o úhel 45°. Tak jsou oba kanály zaznamenány stejným kombinovaným stranovým (Berlinero-vým) a hloubkovým (Edisonovým) způsobem. Tato úprava má tu výhodu, že životnost i zkreslení obou kanálů je stejné. Při monofonním záznamu a i při umístění stereofonního zvu-kového obrazu přibližně do středu vzniká vektorovým součtem obou sil téměř čistě stranový záznam. Ten má konstantní průřez drážky a proto menší zkreslení a velkou životnost. Pohyb do strany tj. v rovině kolmé na desku a procházející osou otáčení desky vede na další důležitý pojem - stranová výchylka ys. I když původní dimenze signálu je časová, na desce je konzervována do délkového rozměru. Proto je někdy výhodné vyjádřit signál v této transformaci. Poslouží k tomu následující úvaha: ϖ.t = 2π.f.t = 2π. vd. .t / λ = 2π . x / λ. (1.3) Když bude předpokládat, že signál je harmonický, pak se stranová výchylka bude rovnat ys = Ys . sin ϖ t = Ys. sin ( 2π . x / λ ) (1.4) Když provedeme časovou derivaci stranové výchylky dostaneme stranovou rychlost vs

3

vs = dys / dt = ϖ.Ys. cos ϖ t = Vs . cos ϖ t. (1.5) Zde jsme zavedli substituci, že Vs = ϖ.Ys , kde Vs je amplituda stranové rychlosti. Podle normy ČSN je v pásmu kmitočtů 500 Hz až 2,1 kHz dovolená maximální stranová rychlost Vs = 0,25 m/s. Z rovnice 1.5 je vidět, že při konstantní stranové výchylce tj. Ys nezá-vislém na kmitočtu , roste amplituda stranové rychlosti Vs s kmitočtem lineárně. Naopak bu-de-li Vs kmitočtově nezávislé( tedy konstantní), bude amplituda stranové výchylky Ys růst s klesajícím kmitočtem hyperbolicky tj. velmi prudce. Provedeme-li i druhou časovou derivaci stranové výchylky dle rovnice 1.4 , dostaneme stra-nové zrychlení as as =d2 ys / d t2 = d vs / dt = - ϖ2.Ys. sin ϖ t = As .sin ϖt. (1.6) Zde jsme zavedli substituci As = - ϖ2 .Ys = - Vs.ϖ . As je amplituda stranového zrychlení. Bez ohledu na znaménko při kmitočtově nezávislé stranové výchylce bude stranové zrychlení As ( tedy amplituda) růst s kmitočtem velice prudce ( parabolický) . Jelikož je snímací systém přenosky mechanický je schopen bez zkreslení pracovat jen s určitou hodnotou zrychlení (jakési mechanické „ztěžknutí “). Jako limitní hodnota se udává číslo 2000 G (zrychlení zem-ské tíže). Z těchto úvah byla vytvořena asi v roce 1953 norma, která je známá jako RIAA (u nás ČSN 368401). Je kombinací systému s konstantní stranovou rychlostí (střední pásmo kmi-točtů) a konstantní stranové výchylky (ostatní kmitočtová pásma) – obr.1-2.

Obr.1-1. Šikmý křížový záznam Obr.1-2. Záznamová norma RIAA U nejčastěji používané přenosky s „rychlostním“ systémem - magnetodynamický systém s pohyblivým magnetem MM, s pohyblivým jádrem MI nebo s pohyblivými cívkami MC je průběh veličiny Vs přímo průběhem výstupního napětí přenosky při normované zátěži (blízko stavu naprázdno). 1.2 . Ztráty a zkreslení u gramofonového záznamu zvuku a) Průřez rycího hrotu je trojúhelníkový (je to obrábění, řezání), průběh snímacího hrotu je naopak oblý - obvykle kruhový, u lepších snímacích hrotů oválný (eliptický) nebo i složitěj-ších tvarů - Shibata, triradial . Hrot se má dotýkat boků drážky ve dvou bodech po stranách. Bude-li však zakřivení drážky (křivost) větší než je ekvivalentní poloměr hrotu, dojde k nežá-

4

doucímu tříbodovému doteku a značnému zkreslení. Sníží se eliptickým hrotem, ten je v dané rovině štíhlejší. b) Hlavně při průchodu drážky signálovou nulou je přiliž tlustý snímací hrot vytlačován smě-rem „nahoru“ - vznikne parazitní kmitání v rovině kolmé k záznamu dokonce s kmitočtem 2 x vyšším než je zaznamenán. c) Kruhový hrot se po boku drážky odvaluje a tak se pohybuje po mírně jiné dráze než je zá-znam - vzniká dotekové zkreslení. Používá se určité „předzkreslení“ při záznamu (systém Neutrex nebo Dynagroove). d) Deska se ryje tangenciálně - rycí hlava se pohybuje servopohonem přímočaře přes povrch desky, při snímání hlavně levnějšími přenoskami se tato otáčí ( arkusový způsob snímání). Pak může osa přenoska s tečnou k drážce svírat určitý nežádoucí úhel. Vznikne chyba strano-vého úhlu a tím kosoúhlá projekce záznamu tj. zkreslení. Velkou pomoc představuje zalomení raménka tj. buď ohyb trubky raménka, nebo šikmé připevnění hlavičky snímací vložky. Tak lze velice výrazně snížit „šilhání“ přenosky vůči drážce. Řešení je běžně publikováno např. v [1]. Zalomením raménka se sice téměř odstraní chyba stranového úhlu, ale díky šikmo po-ložené přenosce to při rozkladu třecích sil v drážce vede ke vzniku nežádoucí síly, která tlačí hrot ke vnitřní straně drážky, do středu. Tomuto jevu říkáme „skating“, neboť způsobuje „bruslení“ přenosky. Odstraňuje se pérovými, magnetickými nebo jinými systémy (pomocí vláken a závaží) - antiskating. Proto lepší přenosky bývají tangenciální a to buď vlečené, nebo poháněné servopohonem. e) Dynamické jevy u gramofonu. Celý snímací systém má určitý moment setrvačnosti daný známým fyzikálním vztahem J = m.r2, kde J je moment setrvačnosti, m je hmota přepočítaná do těžiště a r je vzdálenost těžiště a osy otáčení. Hmotnost je v mechanicko-elektrických ana-logiích vyjádřena jako indukčnost, naopak poddajnost (opak tuhosti) snímacího systému jako kapacita. Celek je dle Thompsonova vztahu svázán s rezonancí soustavy. Ty by měla ležet pod akustickým pásmem (pod 20 Hz) , ale měla by být nad cca 7 Hz (mechanické vibrace u pohonných mechanizmů). 2. Optický ( filmový) záznam prožil v nedávné minulosti velice zajímavou anabázi. Nejprve se zdálo, že cca před 30 lety bude zcela vytlačen kvalitnějším magnetickým záznamem, který hravě umožňoval mnohaka-nálové (2 až 6 ) záznamy potřebné pro filmové účely. Záhy se však ukázalo, že při obvyklém nešetrném zacházení s kopiemi při promítaní v distribuci bývá magnetický záznam často po-škozen, částečně smazán nebo prokopírován a tak se filmaři zase pokorně vrátili ve značném procentu případu k optickému záznamu, který je jednak filmové technologii bližší (kopíruje se současně s obrazem) a do jisté míry je „ nezničitelný. Navíc se v poslední době velice rafi-novaně nahradila původní jednokanálová verze za verze vícekanálové a dokonce i díky vý-borné kvalitě filmových materiálů i digitální. Nejběžnější soustava pochází od známé americ-ké firmy Dolby a je známá jako Dolby Stereo. V základní verzi je to vlastně čtyřkanálová analogová soustava se záznamem na kraji filmového pásu vedle perforace. Na každé straně jsou dvě zvukové stopy s tzv. plošným záznamem. Stopa je průhledná a obklopená sytě čer-ným okolím - obr. 2-1. čtyři kanály jsou obvykle využity k napájení tří reproduktorů za pro-mítacím plátnem ( levý L, pravý R, středový C) a čtvrtý zadní slouží k přenosu hluků okolí (šum moře, vítr, hluk motoru, střelba atd.) Zadní kanál bývá často vylepšen reduktorem šumu ( Dolby A, Dolby B nebo nejkvalitněji Dolby SR - viz další kapitoly). Z těchto kanálů se ně-kdy elektricky vyděluje jeden společný kanál pro přenos hlubokých složek signálu pod cca 120 Hz - subwoofer. Soustava je kompatibilní, takže i málo vybavená kina hrají alespoň mo-

5

nofonní kanál. Záznam může být i kódován některou verzí systému Surround sound - viz dále. To je výhodné hlavně pro domácí AV soustavy a videodistribuci. Nejnovější soustava Dolby Stereo SR* D digital) má už zmíněné 4 stopy analogové doplněné stopou digitální. Ta při-pomíná „rozsypaný čaj“ a je umístěna přerušovaně mezi perforaci - obr. 2-2. Při poškození nebo nekorektnosti digitální stopy (ta může být i více jak 6-ti kanálová) systém automaticky přejde na analogový způsob snímání a sám se potom zase k digitálu vrátí. Podobný systém navrhla i firma Sony jako SDDS (Sony Digital Dynamic Sound), který je dokonce 8-mi kaná-lový. Díky jemnější struktuře elementů je dosti zranitelný a vůbec je málo rozšířen - obr.2-3. Jako poněkud kuriózní soustavu lze jmenovat princip DTS (Digital Theater Sound) firem MGM, Universal Studio a Matsushita, která zvuk reprodukuje nikoliv z filmového pásu, ale ze zvláštního kompaktního disku (spíše s DVD), který je filmem synchronizován. Může mít až 6-ti násobnou jazykovou verzi a pod. výhody. Zatím ale jednoznačně vedou soustavy Dol-by. a to jak analogové, tak i digitální, někdy využívající redukci datového toku Dolby typu AC-2 nebo 3, ale i postupy MPEG.

Obr. 2-1. Analogové Dolby Stereo Obr.2-2. Digitální Dolby Stereo

Obr.2-3. Sony Digital Dynamic Sound ( A analog. stopy, C okraj filmu, B digitální stopy) Podrobnosti o redukovaných digitálních a vícestopých maticových analogových soustavách budou v příslušných kapitolách. I když to není běžně známé, moderní filmové materiály předčí více jak 8 x svou rozlišovací schopnosti i nejmodernější hlavně CCD snímače, takže dnes pořád ještě představují nejkvalit-nější uložení obrazu (ale i zvuku) . Proto se s nimi asi ještě dlouho budeme shledávat.

6

3. Magnetický záznam zvukových signálů 3.1. Úvod Jako paměťové médium využíváme feromagnetikum s velkou plochou hysteresní smyčky tj. s velkou hodnotou koercitívní síly (dříve se říkalo materiály magneticky „tvrdé“). Tato aktivní látka je obvykle ve formě tenké vrstvy nanesena na podložku z plastické hmoty (polyetylén) - pásky a kazety, nebo flopy disky a magnetické karty ) či konečně na kovové (duralové) disky - hard disk. Informaci při záznamu dodává obvykle nahrávací magnetická hlava ve formě lo-kální magnetizace. Jako původní signálová veličina je obvykle k dispozici el. signálový proud, ten v magnetickém obvodu nahrávací hlavy způsobí magnetomotorickou sílu ( intenzi-tu mg. pole) H a přes pracovní křivku záznamového média a to i s ohledem na pomocné sig-nály (předmagnetizaci) a i předchozí stav magnetického nosiče se projeví jako remanentní indukce Br v magnetické vrstvě. Přitom je ještě rozdíl mezi indukcí B ( pro dobu působení pohonné síly H) a zbytkovou remanentní indukcí Br. Celý tento proces by hlavně u analogo-vého záznamu měl být lineární. Pro zopakování základních magnetických vlastností feromag-netik poslouží obr. 3-1, kde jsou vyznačeny i stavy počáteční magnetizace původně neutrální-ho nosiče, cyklická opakovaná magnetizace (hysteresní smyčka - ta může být „malá“- nena-sycená, nebo „velká“, nasycená). Pro vlastní záznam jsou zřejmě k dispozici body na verti-kální ose v rozsahu +BrM až -BrM .. Konkrétní velikosti magnetických veličin poznáme v od-stavci o vlastnostech magnetofonových pásků. Jelikož má magnetická vrstva paměťové vlast-nosti, je to obvod sekvenční a výsledek pochopitelně bude záviset i na počátečním stavu mé-dia před záznamem. Proto se kupodivu nejprve musíme zabývat možnostmi mazání záznamu, který právě magnetickou vrstvu připraví k opětovnému záznamu. Jen u digitálního záznamu obvykle nemažeme starý záznam, ale díky všem aktivním hodno-tám nového záznamu starou informaci přepíšeme. Historicky nejstarším způsobem mazání magnet. záznamu (pochází od objevitele - dánského poštovního úředníka Valdemara Poulsena - princip záznamu je z roku 1898, mazání a ss předmagnetizace je z roku 1907) je stejnosměr-né mazání tak velkým magnet. polem, že vede k bezpečnému přesycení nosiče. Intenzita pole musí být tedy větší jak HM. . Princip mazání nasycením je na obr. 3-2. Z počáteční hodnoty remanence (třeba o velikosti Br ) se přes bod nasycení 2 po odeznění mazacího pole (vzdálení nosiče) bod ustálí ve výsledném bodě 3 . Dolní část obr. 3-2 naznačuje obvykle přibližně Gaussovské rozložení magnet. pole nad štěrbinou mazací hlavy, která zajistí plynulé odeznění pole.

Obr.3-1. Magnetické vlastnosti Obr.3-2. Mazání stejnosměrným polem

7

Abychom zjistily vlastnosti záznamu provedeném na ss smazaný (nasycený) nosič, zkonstruu-jeme tzv. remanentní charakteristiku nasyceného nosiče - obr. 3-3. Vyjdeme z bodu nasycení třeba BrM a hledáme body remanentní indukce odpovídající jednotlivým libovolně voleným hodnotám intenzity pole H. Přitom musíme pamatovat na určité „zapomínání“ - snížení hod-noty z B na Br. Dostaneme křivku A označenou jako RMCH a to je hledaná pracovní (rema-nentní) charakteristika při mazání určitou kladnou polaritou pole. Může nastat i druhý stav - křivka B při mazání opačnou polaritou pole. Čára RMCH je značně zakřivená, nelze použít horní plochou část (stejná polarita mazacího a nahrávacího mg. pole), ale jen opačnou polari-tu. Tato část je alespoň částečně lineární, lze na ní najít určitý střed - bod P a do toho je vhod-né pomocí stejnosměrné předmagnetizace (vždy opačné polarity jak bylo mazací pole) nasta-vit klidový pracovní bod záznamu. Výsledkem je relativně slušný záznam, který má jen jednu vadu: jednotlivé částečky magnetické vrstvy jsou vždy mírně odlišné a tak rozdílnou velikos-tí remanentních indukcí vzniká značný šum. To byla až do roku cca 1941 (kdy Weber a Brau-nmuhl objevili náhodou v Berlíně vysokofrekvenční předmagnetizaci) hlavní nevýhoda zá-znamu na nasycený nosič. Mazání může být provedeno i jinak. Napájíme-li mazací hlavu vysokofrekvenčním proudem-obr.3-4 pak během průchodu částice nad štěrbinou mazací hlavy dojde nejprve k cyklickému magnetování rostoucím polem (zhru-ba v první polovině šířky štěrbiny) a při dostatečné velikostí proudu se určitě dostaneme i na „velkou“ hysterezní smyčku - záznam je smazán. Ve druhé klesající části pole štěrbiny probí-há magnetizace cyklicky po zmenšujících se hysterezních smyčkách, která ale už mají bez-pečně symetrickou (středovou) polohu. Nakonec při opuštění mezery mazací hlavy je pásek dokonale smazán – je neutrální. I když je materiál nehomogenní, v neutrální poloze nemůže šumět. Byl odstraněn nepříjemný klidový šum nosiče. Situace je naznačena na obr. 3-4.

Obr.3-3. Remanentní charakteristika Obr.3-4. Vysokofrekvenční mazání nasyceného nosiče Na dalším obr. 3-5 je naznačena konstrukce remanentní (pracovní) charakteristiky tentokrát pro neutrální pásek. Výchozím bodem je tady počátek a hlavní čára je křivka prvotní magne-tizace KPM. Hledaná čára RMCH respektuje částečné „zapomínání“ materiálu, tedy rozdíl mezi indukcí a remanentní indukcí. Ani tato čára 2 není hlavně v okolí kolem počátku přiliž lineární, navíc je sklon (strmost) této čáry v okolí počátku téměř nulový. Záznam slabých

8

signálů by nebyl možný, u velkých by chyběla pasáž kolem průchodu nulou signálu. Zavádět do této úvahy nějakou ss předmagnetizaci by vedlo ještě k horším výsledkům, jak u případu z obr. 3-3. Daleko lepším řešením je zavést do obvodu symetricky situovanou vysokofrekvenč-ní předmagnetizaci dle obr. 3-6.

Obr.3-5. Remanentní charakteristika Obr.3-6. Princip vf. předmagnetizace Bude-li amplituda vf. pole taková, že dosahuje právě do bodů P, superponovaná (přičtená, není to amplitudová modulace!) nf signálová složka zasahuje jen do lineární středové části remanentní charakteristiky a bude-li její rozkmit vhodně omezen, je záznam kvalitní a přitom bez šumu. Střední hodnota budícího signálu je totiž stále nulová. Na výstupu sice získáme velice zkreslený průběh vf předmagnetizace, ale jelikož se vlastní magnetický materiál díky omezenému hornímu meznému kmitočtu chová jako integrátor, výsledkem je zprůměrovaná obálka naznačeného průběhu vlevo. I u tohoto záznamu se pochopitelně objevuje šum, není ale klidový a postihuje jen ty body záznamu, které zasahují dále od počátku a u kterých se projeví disperse (rozptyl magnet. vlastností). Mluvíme o tzv. modulačním šumu. Ten je ob-vykle maskován silným signálem a jen znalci ho postřehnou jako určité zdrsnění přenášeného zvuku. Běžná relace je taková, že vf předmagnetizace má amplitudu až 10 x větší jak nf. užitečný signál. Kmitočet předmagnetizace bývá asi 60kHz až 200 kHz. Vyšší kmitočet používají pro-fesionální rychloběžné magnetofony. Je zajímavé, že vf předmagnetizace byla objevena ná-hodou díky kmitajícímu záznamovému zesilovači. Švýcarský fyzik Camrase navrhl velice elegantní grafickou metodu na konstrukci výsledné pracovní (budeme ji říkat přenosová) charakteristiky, která respektuje jak vlastnosti magne-tické vrstvy, tak i konkrétní velikost předmagnetizace - obr. 3-7. Při troše trpělivosti můžeme zkoušet výsledné tvary přenosové charakteristiky při různých velikostech předmagnetizačního pole. Obvykle to nemusíme dělat, postará se nám o to výrobce magnetofonových pásků.

9

Obr.3-7. Přenosová charakteristika neutrálního nosiče Výsledkem je střední čára označená jako přenosová charakteristika a ta by měla být: a) lineární - vznikne malé harmonické zkreslení THD b) dlouhá - dostaneme velikou dynamiku (velký zpracovatelný rozsah hodnot) signálu c) strmá - bude velká citlivost ( výtěžnost) záznamu V praxi to snadno zjistíme v sadách grafů, se kterými se seznámíte i v laboratoři. Z předchozího plyne, že nastavení optimální vf předmagnetizace je pro analogový magneto-fon velice důležité a že je nutno je upravovat např. podle použitého mgf. pásku. Lepší, hlavně kazetové magnetofony mívají někdy zabudovanou automatiku pro nastavení správné před-magnetizace pro používaný mgf. nosič. Jelikož ale obecně platí, že pro záznam nízkých kmi-točtů signálů potřebujeme větší a pro záznam vysokých kmitočtů menší předmagnetizaci, bý-vají moderní přístroje dále doplněny automatickou (dynamickou ) předmagnetizací. Obvykle je to realizováno soustavou Dolby HX-PRO - viz dále. 3.2. Snímání magnetofonového záznamu. Provádí se nejčastěji podobnou hlavou jako je mazací či záznamová, které pracují na indukč-ním principu. Jen stacionární záznamy (magnetické karty v bankomatech, identifikační a jiné karty) používají snímaní hlavou na principu Hallovy sondy. Proti mazací a nahrávací hlavě má snímací hlava obvykle velice úzkou štěrbinu, neboť záměrem je snímání nikoliv integrálu nahraného signálu, ale okamžité hodnoty. V poslední době se někdy používají i hlavy na magnetorezistivním principu MRH (hard disky počítačů, digitální soustava DCC atd.) V kaž-dém případě není vstupní veličinou pro snímání remanentní indukce Br , ale projev této in-dukce a tou je vnější magnetický tok Φv . Podle Faradayova zákona pak pro indukované napě-tí a harmonický průběh signálu platí Uind ef = 4,44.n.Φv.ds.f, (3.1) kde n… je počet závitů snímací hlavy, Φv je okamžitý vnější mg. tok a ds je šíře stopy na pásku nebo disku. Tento vzorec udává ideální napětí, snímač je „rychlostní“, neboť napětí roste lineárně s kmi-točtem. Skutečnost je podstatně jiná a je určena tzv. chybovými funkcemi, kterými toto ideál-ní indukované napětí násobíme - viz dále.

10

3.3. Ztráty a zkreslení u magnetického záznamu zvuku. a) Ztráty vířivými proudy v jádře vznikají tehdy, je-li jádro hlavy elektricky vodivé a lze je výrazně snížit použitím ferokeramiky (feritu), nebo dělením jádra na izolovanéch plechy . b) Demagnetizace - má dvě příčiny: 1) Vlastní demagnetizace vzniká tak, že hlavně vysoké kmitočtové složky signálu při malých posuvných rychlostech media dle vztahu (3.1) vytvářejí velice krátké elementární magnetické dipóly o délkách řádu µm a ty vytváří velice silný demagnetisační moment (efekt) k samo-volnému vrácení do původní chaotické struktury. Tato vlastnost souvisí s určitou „jemnozr-ností“ materiálu ; ta je vyjadřována tzv. charakteristickou vlnovou délkou λo. 2) Záznamová demagnetizace je podobná vlivu konečné doby průletu nosiče náboje tloušťkou báze u tranzistorů nebo průletové době u elektronek. Než se právě ovlivňovaná částice dosta-tečně vzdálí od záznamové štěrbiny, může být přepsána na jinou hodnotu .Oba jevy lze vyjád-řit přibližnou vlnovou rovnicí, která udává chybovou funkci demagnetizace A1 = e -λo / λ . (3.2) kde λo je zmíněná charakteristická vlnová délka média. U moderních materiálů pro záznam video a digitálu bývá kolem 5µm. Klasické „ rychloběžné“ audio materiály mají hodnoty ko-lem 35µm. Např u materiálu s hodnotou 50µm, při rychlosti posuvu pásu 19 cm/s a f = 10 kHz dosahuje tato demagnetizace velice nepříjemné hodnoty cca A1 = 0,07 tj. -23 dB ! Tato vlastnost dnes velmi výrazně limituje kvalitu záznamu a je středem pozornosti technologů magnetických emulsí. Průběh této demagnetizační funkce je i na obr. 3-8. c) Vliv tloušťky aktivní vrstvy magnetického nosiče. U velice dlouhých vlnových délek platí jednoduchá úměra typu „čím tlustší, tím lepší“. U krátkých vlnových délek se naopak proje-vuje jakýsi magnetický skin efekt a vlastní záznam je proveden jen v poměrně tenké ( mikró-nové ) vrstvě . Proto se dosti diskutuje o optimální tlouštce vrstvy na nosiči a je všeobecně známo, že tenkovrstvé ( rovná se dlouhohrající ) pásky mají subjektívní dojem lepších výšek (spíše slabší a zkreslenější hloubky) a tak někteří výrobci magnetofonů (hlavně slavný švý-carský Studer) dlouhohrající pásky vůbec nedoporučují. V grafu 3-9 je vyjádřena další chy-bová funkce A2 právě v závislosti na poměru h/λ kde h je tloušťka aktivní vrstvy nosiče. Pro typický poměr h = λ tj. h/λ = 1 dosahuje hodnoty - 16 dB a to je dosti závažné. S uvedenou skutečností sou-visí i další poznatek. Nejkratší vlnovou délku v signálu má pochopitelně přímo předmagneti-zace a tak obvykle pronikne jen do relativně malé hloubky aktivní vrstvy. Hlubší vrstvy jsou bez vlivu předmagnetizace a tak např. při otěru horní vrstvy častým přehráváním (hrozí např. u filmových kopií s magnetickým zvukem) se odhalí hlubší vrstvy se zkresleným záznamem hlavně dlouhých vlnových délek. Norma proto vyžaduje měření vlastností i po cca 80 pro-běhnutí záznamu. Svého času se proto zkoušel Camrasův způsob tzv. vnější předmagnetizace (cross field ), kdy předmagnetizace byla do materiálu dodávána zvláštní hlavou z druhé strany pásu a nahrávací hlava na lícové straně dodávala jen nf signálové pole. Tak záznam pronikl do celé hloubky a byl méně opotřebitelný. Tento způsob byl dříve podporován hlavně firma-mi AKAI a Tandberg. Dnes se používá málo, nehodí se pro vícestopé záznamy a kazety.

11

Obr.3-8. Demagnetizační funkce Obr.3-9. Vliv tloušťky vrstvy d) Vliv konečné šířky štěrbiny snímací hlavy - štěrbinová funkce ( aperturové zkreslení ). Díky konečné šířce štěrbiny snímáme nikoliv okamžitou hodnotu toku, ale integrál okolí. Tento jev se projevuje i u optického záznamu (také snímáme přes štěrbinu, ale i u konečné šířky svazku laseru u kompaktních disků a u konečných rozměrů elektronového paprsku v obrazových snímacích elektronkách v televizním provozu). Řešením určitého integrálu s me-zemi danými šířkou štěrbiny dostaneme podobu další chybové funkce A3 A3 = SI ( π. bs / λ ) (3.3) kde bs je šířka štěrbina snímací hlavy.. SI je funkce typu sin α / α. V praxi nás obvykle zajímá absolutní hodnota této funkce. Jako křivka 1 je naznačena na obr. 3-10. Pro toto odvození jsme použily „obyčejný“ určitý integrál, čáru 2 dostaneme pro rozlo-žení pole nad štěrbinou ve tvaru funkce „cosinus “, čáru 3 pak pro „cos2“ . Běžně používáme čáru 1. Aby funkce byla blízká požadované jedničce, je nutno používat poměr bs / λ < 0,5. U náročných záznamů, jako je video a digitální záznam je běžně používaná štěrbina s bs ko-lem 1µm. Je to technicky dosti obtížné. Štěrbina není prázdná, ale je vyplněna nemagnetic-kou folií ( bronz, sklo atd.)

Obr.3-10. Průběh štěrbinové funkce Obr.3-11.Šikmá hlava

12

e) Nerovnoběžnost štěrbin záznamové a snímací hlavy. Pokud budeme správně provedený záznam tj. přesně kolmý na osu stopy snímat šikmo umís-těnou snímací hlavou, dojde dle obr. 3-11 k relativnímu rozšíření skutečné šířky snímací sto-py na hodnotu bs‘= bs+ds .tgδ. Tato úvaha neuvažuje vliv současného snímání různých fází signálu v celé stopě. Dostaneme tak další chybovou funkci A4 = SI ( π.bs´ / λ ) (3.4) U kvalitních magnetofonů je přípustná hodnotu úhlu δ cca 2 úhlové minuty! f) Nedokonalý kontakt hlavy a povrchu media. Hlavně u krátkých vlnových délek (tj. vysoké kmitočty a malá posuvná rychlost media ) je úbytek signálu vlivem oddálení (tj. „krátkého“ pole) velice významný. Vede to k výpadku těchto krátkovlnných signálů - dop-out. Ten může být jak při záznamu, tak pochopitelně i při snímání. Je velice nebezpečný hlavně při záznamu dat (HD a FD u počítačů) a u digitálního záznamu. Tento jev je dán další chybovou funkcí A5 = e .exp ( - 2.π.s / λ ) (3.5) kde s je vzdálenost hlavy a povrchu pásu. Pokud je konstrukčně zařízení navrženo jako bez-kontaktní (třeba hard disky u počítačů mají plovoucí hlavy ), pak se s tímto jevem musí počí-tat. Tuto funkci lze upravit logaritmováním přímo na vyjádření v dB: A5 dB ≅ 55. s / λ . (3.6) Z tohoto vzorce je vidět, že při krátkých vlnových délkách i mezery řádu µm způsobí totální výpadek signálu. Velký problém to dělá hlavně u klasických kazetových magnetofonů (kazety CC ), kdy je přítlak pásu velice pochybný a provedený jen plstěným polštářkem. g) Přeslech mezi stopami vícestopého ( multitrack ) záznamu souvisí s pronikáním „dlouhé-ho“ pole velkých vlnových délek (nízké kmitočty a velkorychlostní magnetofony) do soused-ních stop. Dosah pole může být i několik mm a tak obvyklá dělící vzdálenost mezi stopami nezaručuje nulový přeslech. V podstatě to přiliž nevadí, když v běžné studiové praxi takto postupně (playbackem ) nahráváme jednotlivé nástroje nebo skupiny orchestru, nebo jsou to dva kanály jednoho stereofonního snímku. Velice to ovšem vadí, pokud každá stopa nese ji-nou a nezávislou informaci. Běžná dělící vzdálenost mezi stopami je u CC kazety 0,35 mm a cca 1 mm u mnohastopých pásů. h) Nežádoucí kopírování sousedních vrstev pásku se řídí podobným principem jako u bodu g) a týká se hlavně dlouhých vlnových délek ( hluboké tóny). To, jestli se tato sousední informa-ce prokopíruje závisí na teplotě (větší teplota „narovnává“ přenosovou charakteristiku v okolí počátku a tak zvyšuje její strmost - běžné pásy se při cca 1O5°C prokopírují téměř „dokona-le“). Velice se zvětšuje tehdy, když je pás nebo kazeta vystavena nějakému magnetickému poli, které funguje jako předmagnetizace. Proto musíme mgf. nahrávky chránit před poli mo-torů, silových rozvodů, transformátorů atd. Prokopírované nahrávky pak způsobují pre-echo nebo post-echo - ozvěnu před nebo za silným zvukem. To vadí hlavně u dramatických děl (rozhlasové hry) a mluveného slova vůbec. Pomaloběžné magnetofony (kazetové) s tím nemají tak velké problémy.

13

3.4. Vlastnosti magnetofonových pásů Pro zvukový, obrazový ale i digitální záznam používáme nejčastěji tři druhy magnetických vrstev. Typ I je tvořen oxidem železitým Fe2O3 v krystalografické formě γ . Ten je nejběžněj-ší a pro zvukové záznamy analogových signálů je velmi úspěšně zlepšován. Typické magne-tické vlastnosti tohoto typu jsou : H M = 30 kA / m, BrM = 0,15 T. Typ II je tvořen oxidem chromičitým (chromdioxydem ) CrO2 . Typické hodnoty jsou HM =39kA/m a BrM = 0,18 T. Tyto vrstvy mají dobré vlastnosti na krátkých vlnových délkách, někdy jsou ale horší u hlou-bek. Je to nejběžnější vrstva pro video. Dříve existoval i Typ III ( tzv. ferochrom) - dvouvrst-vý pásek (dole Fe pro hloubky a nahoře Cr pro výšky), ale pro mechanické potíže se dnes prakticky nepoužívá. Nejlepší a také pochopitelně nejdražší je Typ IV ( metal) s vrstvou jeh-ličkových kovových krystalů Fe. Někdy jsou tyto krystaly povrchově upraveny kobaltem. Typické vlastnosti jsou HM = 77 kA/m a BrM = 0,37 T. Jejich hysteresní smyčka je v obou rozměrech prakticky dvojnásobná. Tento druh pásku má při záznamu výrazně jiný pracovní bod a přístroj s jejich použitím musí konstrukčně počítat. Běžně se používá pro záznam digi-tálních signálů (systém R-DAT a pod.) 3.5. Měření a nastavování magnetofonů ( analogových) bude prováděno v laboratoři, zde jen pár poznámek. Hlavní nastavení spočívá ve zjištění op-timální předmagnetizace. Přístroj lze nastavit na minimální harmonické zkreslení THD, na maximální citlivost, na minimální šum a konečně na dobrý přenos krátkých vlnových délek (výšek) . Moderní pásky mají naštěstí první tři nastavení relativně blízko sebe, nastavení na dobré výšky trochu vybočuje. Pokud nepoužijeme Dolby HX-PRO musíme hlavně u pomalo-běžných kazetových přístrojů udělat kompromis. Pro nastavení potřebujeme sadu grafů, které všechny tyto vlastnosti u daného pásku vyjadřují v závislosti na předmagnetizačním proudu. Budou publikovány v laboratorním návodu. Podivností všech norem světa je to, že lichotí výrobci proti zákazníkovi. Zkreslení se sice měří i při plné úrovni, ale kmitočtová charakteristika vyžaduje snížení úrovně o 20 dB ( na 1/10 napětí). Pak zjistíme, že studiový magnetofon s udaným horním kmitočtem 15kHz hraje výrazně lépe než kazetový s údajem 25kHz. Naštěstí seriozní výrobci udávají i charakteristiky při zvýšeném vybuzení i když někdy nejsou moc dobré. Důležité měření je měření THD, kde narazíme na ten problém, že u všech strojů mírně kolísá posuvná rychlost . To vede k parazitní frekvenční modulaci a běžné měřiče zkreslení s „břit-vovými“ filtry nelze použít. Měření proto provedeme na přístroji s pásmovou zádrží, nebo kmitočtovým analyzátorem s třetinoktávovými filtry. Měření tohoto kolísání lze provést i speciálním programem DStudio na PC , nebo přístroj zvaný „tremolometr“. Tyto měřiče rozlišují rychlé a pomalé kolísání , kdy hlavně rychlé tre-molo ruší velice poslech hlavně u nástrojů, které „ vibráto“, jak tomu říkají hudebníci , nemají (klavír ). Digitální nahrávky tyto problému neznají vůbec, čtení záznamu je závislé na obsahu paměti (buffer) a je obvykle řízeno krystalem. I když otáčky záznamového media (nejčastěji CD disk) kolísají, na kvalitu zvuku to obvykle nemá žádný vliv. Dokud je nenulový obsah vyrov-návací paměti – dokud je co hrát, čtení probíhá bez problému. Některé systémy (Minidisc Sony i jiné) mají běžně montovanou vyrovnávací paměť řádu cca 4 a více sekund .

14

4. Zpracování nízkofrekvenčních signálů 4.1. Vstupní zesilovače ( VZ ), šumové vlastnosti Tyto obvody mají za úkol kvalitně tj. s malým šumem, zkreslením a definovanou vstupní a výstupní impedancí zpracovat signál ze zdroje elektroakustického signálu. Výstupní na-pětí zdrojů (gramofonová přenoska, optický snímač a magnetofonová snímací hlava) bývají řádu 1 mV i menší a běžně požadujeme odstup větší jak 60 dB. Tak se dostáváme k úrovni rušivých signálů pod 1µV. Přitom hlavně v profesionálním provozu musí mít vstupní zesilo-vač dobrou přebuditelnost. Je to obvykle v dB vyjádřený poměr mezi jmenovitou vstupní úrovní a takovou větší, která není ještě limitována zesilovačem. Při hodnotě např. 35 dB (lineárně asi 30 x) musí vstupní zesilovač s velmi malým zkreslením ( řádu O,O1%) zpraco-vat napětí i 30mV. Navíc je namístě úvaha, zda bude vstupní brána zesilovače v provedení nesymetrickém (živá svorka a zem), jak je to běžné u komerčních výrobků, nebo symetrická. Tento druhý způsob je běžný v profesionální praxi a začíná pronikat i do špičkových výrobků komerčních (high end). Dříve byly používány speciální signálové transformátory, dnes je čas-těji vstup VZ proveden jako tzv. přístrojový operační zesilovač ( viz dále ).Velice často řeší-me VZ tak, že při přivedení patřičného signálového napětí na vstup odevzdává na výstupu napětí řádu 300 mV a to už i kmitočtově korigované. Z toho plyne očekávaná struktura VZ, kde najdeme stupně s malým šumem a pak stupně s kmitočtovou korekcí zpravidla reciprokou ke kmitočtové charakteristice zdroje signálu. Méně často bývají oba tyto zásahy provedeny v jednom bloku. V dalším si rozebereme zásady návrhu stupňů VZ s ohledem na šum. Nejprve se budeme za-bývat šumem aktivních prvků ( tranzistorů a operačních zesilovačů) - lit. [2], [1], [9]. Šum bipolárních tranzistorů má dva základní zdroje a) Šum bázového obvodu . Ten souvisí s tzv. šumovým odporem v bázi Rnb a lze jej určit za známého Johnsonova vztahu pro termální šum rezistorů unb

2 = 4. k.Θ. Rnb .∆f (4.1) kde: k je Boltzmannova konstanta k = 1,38.10-23 J/K., Θ je teplota v Kelvinech a ∆f je šíře pásma (obvykle pro pokles -3dB). Obvyklá hodnota šumového odporu Rnb bývá v desítkách Ω , ale jsou i tranzistory s hodnotou 2Ω. V novějších katalozích bývá častěji udáno přímo toto napětí unb . Někdy pro šířku pásma 20 Hz až 20 kHz (pak lze očekávat hodnotu pod 10µV), nebo častěji v poněkud podivné nor-mované podobě nV / Hz . Obvyklé hodnoty jsou pak cca 10 nV/ Hz1/2 , ale i pod 1 nV. Sku-tečné šumové napětí získáme dosazením příslušné šířky pásma pod odmocninu. b) Šum emitorového obvodu. Druhým zdrojem šumu je podle Schottkyho vztahu šumový zdroj proudu v obvodu báze-emitor ine

2 = 2.q.Ib.∆f , (4.2) kde q je náboj elektronu q = 1,6.10-19 C a Ib je ss proud bází. Běžná hodnota tohoto proudu je 0,1 až 10 pA / Hz1/2 .

15

Třetím zdrojem šumu ve vstupním obvodu je vnitřní odpor vlastního generátoru Rng (reálná část impedance zdroje signálu). Použijeme opět Johnsonův vzorec ung

2 = 4.k.Θ.Rg.∆f. (4.3) Jelikož jsou to složky nekorelované, dostaneme jejich výsledné působení jako součet čtverců jednotlivých příspěvků. Poznámka: I když je pravda, že zdrojem termálního šumu může být jen reálná složka impe-dance ukazuje se, že díky vzniku komplexního děliče může na přenos šumu mít vliv i jeho imaginární složka. Přesněji řečeno modul impedance. Na obr.4-1 je naznačena situace na vstupu. Zde pak předpokládáme, že následující tranzistor je bez šumu - ideální. Šum kolektorového obvodu je u Si tranzistorů možno zanedbat. Aby všechny tři zdroje měli stejnou povahu (byly to zdroje napětí) budeme předpokládat, že vstupní odpor zesilovače Rin je podstatně větší jak odpor generátoru Rg , což bývá obvyklé. Hovoříme pak o tzv. napěťovém buzení, které díky chodu generátoru naprázdno dává pocho-pitelně největší signálové napětí. Opačný případ, kdy Rin < Rg vede na méně časté proudové buzení. Stav impedančního přizpůsobené Rg = Rin se používá jen u dlouhých vedení. Obecný případ řeší vzorec 4.4. U nf signálů pracujeme totiž s tak dlouhými vlnovými délkami, že ob-vyklé metrové délky spojů nehrají roli. Při dopravě na větší vzdálenosti ( nad cca 100m) už ale musíme vedení přizpůsobit. To ale obvykle provádíme na vyšší signálové úrovni (nejčas-těji O,775 V u nesymetrického vedení a 1,55 V u symetrického).

Obr. 4-1. Šumové poměry na vstupu Pro další počítání bude výhodné, když zdroj proud převedeme na zdroj napětí une

2 = ine2 . ( Rg // Rin )2 . (4.4)

kde značka „//“ značí paralelní spojení obou odporů. Pak výsledné šumové napětí na vstupu bude un1

2 = unb2 + ung

2 + une2 = 4.k.Θ.Rnb.∆f + 4.k.Θ.Rg.∆f + 2.q.Ib.∆f.( Rg // Rin )2 .. (4.5)

Známá definice šumového čísla je definuje jako výkonový poměr signál ku šumu (S/N) na vstupu k výkonovému poměru S/N na výstupu. Když přejdeme od výkonů k poměru u2 / R, pak se příslušné vstupní a výstupní odpory krátí a dostaneme definici F = ( ug

2 . un22 ) / ( ung

2 . u s2 2 ) = un2

2 / ( Au2 . ung

2 ). (4.6) kde Au je napěťové zesílení Au = us2 / ug .

16

Dále ještě můžeme zavést přepočet un1 = un2 / Au . Po dosazení rovnice (4.5) do (4.6) dosta-neme F = un1

2 / ung2 = Rnb / Rg + 1 + ( q.Ib.Rg ) / 2.k.Θ.. (4.7)

pro pokojovou teplotu má člen q / 2.k.Θ hodnotu známého „teplotního napětí“ o velikosti 20 [1 / V] a vzorec pro šumové napětí bude mít tvar F = 1 + Rnb / Rg + 20.Ib .Rg . (4.8) Fyzikálně to znamená, že k ideální jedničce se přidávají dva rušivé členy - napěťový a prou-dový. Každý přitom závisí na jiných veličinách, takže jejich minimalizace je dosti obtížná. Ale co je určitě pravda, že musíme vybrat tranzistor s malým šumovým odporem Rnb a použít pracovní bod s malým proudem báze Ib ( tzv. hladový režim ). Nesmíme to ale přehnat, neboť při malém proudu báze bude malý i zesilovací koeficient tranzistoru, takže vytvoříme stupeň který sice nešumí, ale také nezesiluje. Zajímavou veličinou růstává odpor generátoru Rg. Malá hodnota bude žádoucí u posledního členu, velká zase u prostředního. Budeme hledat lokální minimum této rovnice. dF / dRg = - ( Rnb / Rg 2) + 20.Ib = 0 (4.9) Druhá derivace je kladná d2F / dRg

2 = + 2.Rnb / Rg3 > 0. (4.10)

a tak jde o žádoucí minimum funkce a odpor Rg je optimální. Našli jsme hodnotu pro tzv. šu-mové přizpůsobení zdroje a zesilovače. Rg opt = (Rnb / 20.Ib ) 1/2. (4.11) Konečně hledané minimální šumové číslo bude po dosazení do vztahu (4.8) Fmin = 1 + ( 80.Ib . Rnb ) 1/2

. (4.12) Tyto úvahy respektují tzv. bílý šum, ke kterému se ale na dolním okraji kmitočtů (pod cca 1kHz) přidává tzv. polovodičový, hyperbolický, 1/f atd. šum. Výhodné jsou hlavně tranzisto-ry PNP, který tento zlom (kmitočet fB ) mají nižší - asi 500 Hz. Nejlepší jsou JFET tranzisto-ry, které mohou mít fB i 2O Hz a navíc se u nich neuplatňuje proudová složka šumu – díky velkému vstupnímu odporu pracují běžné zdroje signálu téměř vždy naprázdno. Mají ale ob-vykle větší napěťovou složku a navíc se špatně šumově přizpůsobují. Vyžadují totiž vnitřní odpor generátoru Rg velice velký ( i nad 1MΩ) a to bývá těžko splnitelné. Někdy se šumové číslo F s výhodou vyjadřuje v logaritmickém tvaru, kdy FdB = 10 log F (4.13) Tato veličina se správně nazývá míra šumu. Dnes je ovšem situace značně jednodušší. Kata-logy obsahují velice podrobné údaje a grafy, které umožňují návrh zjednodušit. Typický spektrální průběh šumu pro různé pracovní podmínky je na obr. 4-2.

17

Obr. 4-2. Závislost šumového čísla na kmitočtu Důležité informace lze najít v časopise Wirelles World may 1972 str. 233-237, v AR 1990 č.2 str. 65-70 a v č. 3. str . 105-108 a [5]. Výrobci navíc běžně za příplatek nabízejí součástky s nízkým šumem. Dnes také ztratila svůj smysl diskuse o použití diskrétních prvků versus ope-rační zesilovače. Moderní operační zesilovače se vyrábějí ve vynikající kvalitě, lze doporučit např. výrobky firmy Analog Devices SSM 2017, japonské NMJ 4580, oblíbené ME 5532, TL 072 a 074, OP 275, TS 922 a 924. Vynikající je LT 1028, který má v celém akustickém pásmu zaručenou hodnotu šumového napětí 0,15µV a mnoho dalších. S diskrétních prvků lze doporučit i běžné PNP tranzistory BC 560, unipolární JFET tranzistory LT 107, 2SK170 , 2N 4393 atd. Nesmíme ale zapomínat, že i ostatní (pasivní) součástky a dokonce i způsob provedení zpětné vazby mohou nepříznivě ovlivnit šumové vlastnosti. Rezistory mají být nejlépe drátové nebo alespoň s kovovou vrstvou. Je lépe požívat typy na větší výkon. Kondensátory jsou nejlepší s pokovenou vrstvou plastu (PE), nebo papírové s přivařenými vývody. Nepříliš dobré jsou keramické z bariumtitanátu a hlavně se nedoporučují elektrolytické. Pokud je to nutné, pak vyhoví jen tantalové v „mokrém“ provedení. Špatné jsou Zenerovy diody a moc se nedopo-ručují potenciometry. Sériové odpory v bázi mají být malé, paralelní naopak velké . Pokud musíme uměle snížit vstupní odpor zesilovače paralelním odporem (bočníkem) , pak lze s výhodou použít tzv. bootstrapového efektu - aktivní tlumení ( actidamp) - viz dále, které pro vstupní odpor představuje malou velikost, pro šum naopak velkou velikost odporu . Pro běž-nou situaci napěťového buzení je výhodnější sériová zpětná vazba na vstupu, ale nemá být přiliž silná. Hlavně po konstrukční stránce je vstupní zesilovač náročný obvod a vyplatí se seznámit se s doporučením v literatuře - např. Amatérské radio řada B 1984 č.6 a [8] a [5 ]. K tomuto problému má ovšem také co říci dnes samostatný obor EMC (elektromagnetická kompatibilita). 4.2. Rušení mimo šumu může mít i povahu : a) Rušení střídavým elektrickým polem. Vzniká hlavně vyzařováním oscilátorů (mazací os-cilátor v magnetofonu), jiskřením kontaktů, vyzařováním impulsních zdrojů a pod. Přenos této formy rušení jednoznačně závisí na kapacitě mezi zdrojem a příjemcem rušení. Tuto kapacitu lze snížit zvětšením vzdálenosti, snížením ploch obou komponentů, snížením die-

18

lektrické konstanty v mezeře mezi oběma plochami a hlavně statickým stíněním v mezileh-lém prostoru (vytvořením ekvipotenciální plochy) . Velice významně lze snížit rušení tím, že vlastní vstup provedeme jako symetrický. U těchto symetrických vstupů se obvod proti pro-nikání soufázových složek na obou živých vstupních svorkách brání známým činitelem CMR (R), což je potlačení soufázové složky. b) Rušení střídavým magnetickým polem . Toto pole pochází nejčastěji od silových přívodů, síťových transformátorů, motorů, ale i od filtračních a vazebních elektrolytických kondensátorů. Přijímačem tohoto rušení jsou hlavně snímače pracující na elektromagnetickém principu (mgf. hlavy, magnetodynamické přenosky a pod.) a rušení souvisí se vzájemnou indukčností mezi zdrojem a příjemcem rušení. Jako ochranu používáme magnetické stínění z materiálu s vysokou permeabilitou µ. Kryt má být vodivě uzavřen a raději vícevrstvový. Je lépe stínit malé těleso (mgf hlavu), než velké (síťo-vý transformátor). Výpočty těchto krytů jsou např. v [8]. c) Rušení ze zemních vodičů a napájecích zdrojů . Hlavní zásady jsou tyto: 1) Pro delší vedení používat vyšší úroveň signálu (nad cca 100 mV) a na nízké impeanci (nej-lépe symetrická). 2) Používat symetrické vstupy ideálně s plovoucí zemí (transformátor, optoelektronická vaz-ba). 3) Zemní vodič nesmí tvořit uzavřenou smyčku, stínící vrstvu kabelů (oplet) uzemňovati jen na jednom konci a to u vstupní zdířky, oddělit signálové a silové zemnící vodiče, desky plošných spojů blokovat samostatně atd. 4.3. Teplotní drifty tranzistorových stupňů Toto rušení souvisí s tím, že na rozdíl od elektronek pracují tranzistorové stupně při teplotě blízké pokojové. Aby námi zhotovené zařízení byl skutečně zesilovač a ne teploměr, je nutno bojovat proti samovolným teplotním posuvům pracovních bodů (driftům) . Tranzistory mají hlavní dva zdroje teplotní nestability - viz obr. 4-3 , které dosti připomínají i úvahy o zdrojích šumu. Oba tyto jevy se v praxi liší jen kmitočtem změn. Obvykle se tvrdí , že změny pod 1 Hz jsou drift, nad 1 Hz (někdy nad 10 Hz) šum. První zdroj nestability je drift napěťového zdroje mezi bází a emitorem ( dUbe) a druhý je kolísání zbytkového proudu mezi kolektorem a bází (dIcbo).

Obr.4-3. Náhradní schéma driftových poměrů

19

Matematické řešení tohoto problému je např. v [10] a zde uvedeme jen výsledný vztah pro poměrnou změnu zbytkového proudu kolektoru na změněnu bázového napětí. Tento parame-tr má fyzikálně charakter strmosti ( driftové strmosti) sledovaného obvodu Sθ = dIcbo / dUbe = αB / [ RE + RB.( 1 - αB)] , (4.14) kde Sθ je driftová strmost (má být co nejmenší, ideálně nulová), αB je proudový zesilovací koeficient v zapojení se společnou bází ( h 21b - je blízký zleva k jedničce), RE a RB jsou od-pory v příslušných elektrodách tranzistoru. Aby driftová strmost byla malá (viz vztah 4.14), musí být velký odpor v emitoru (obvod se chová jako zdroj proudu, má proudovou zápornou zpětnou vazbu) a také velký odpor v bázi (báze je napájená zdrojem proudu). U složitějších obvodů tyto zásahy nestačí a obvod musí být stabilizován obvykle celkovou tzv. driftovou (lépe řečeno antidriftovou) zápornou zpětnou vazbou, která je někdy doplněna i o součástky teplotně citlivé (termistory, zvláštní dvoupólová zapojení tranzistorů a pod.) - viz problematika koncových zesilovačů a vnitřní struktury operačních zesilovačů. 4.4. Statika obvodů - řešení klidových poměrů a nastavení pracovních bodů. Dnes se v obvodové technice s výhodou používají struktury s vodivě (galvanicky) propoje-nými stupni a tak musíme na obvod pohlížet jako na celek. Nelze izolovaně řešit jednotlivé stupně a pak je spojit do většího celku. Často bývá toto mnohastupňové zapojení jako celek „zavazbeneno“ celkovou (anti)driftovou zpětnou vazbou opět stejnosměrně propojenou a tak je řešení celku dosti složité. Obvyklé počítačové programy typu MikroCap nebo PSpice sice DC analýzu dělají (jinak by nemohli provézt AC analýzu ), ale často ji nijak obsluze nevnucu-jí. Pro naše účely vřele doporučuji si ji nechat zobrazit. Výhodný je způsob se schématem s vepsanými napětími jednotlivých uzlů - viz např. obr 4-4.

Obr.4-4. Klidové poměry typického zesilovače

20

Aby bylo možno napětí ovládat, je nutno pochopit fyzikální závislosti v obvodu. Naznačený obvod (v literatuře je někdy označován jako Tobey-ho dvojče či trojče) je stabilizován i na-pájen obvodem celkové DC průchodné záporné zpětné vazby přes R9 . Struktura obvodu je ta, že tranzistor T1 pracuje jako stupeň se společným emitorem SE, druhý tranzistor jako emito-rový sledovač (isolační stupeň, zapojení se společným kolektorem, tedy SC) a třetí T3 opět jako SE. Zkuste promyslet, jak se změní napětí na kolektoru tranzistoru T3 když např. posu-neme napěťově bod x nahoru (na vyšší napětí). Tyto úvahy pomohou i při práci s počítačem, neboť jinak je to technika nedůstojná práce typu pokus - omyl. Lze využít pochopitelně i krokování programu. Tento obrázek budeme později potřebovat i při popisu zpětných vazeb a řešení v početních cvičeních. V obrázku 4-4 je i přerušovanou čarou naznačen obvyklý po-stup při syntéze DC poměrů „ručním“ způsobem. Je to cesta rostoucích ss napětí, která pro-chází všemi aktivními prvky od nuly do napájecího napětí UN . Při DC analýze platí jednoznačné pravidlo, že dokud nejsou v pořádku ss (DC) poměry - na-pájení, je AC analýza nepoužitelná. DC má vždy přednost před AC. 4.5. Řešení dynamických vlastností zesilovačů. V dnešní době předpokládáme použití počítače a příslušného programu. Proto další odstavec chápeme jako pouhý výčet návrhových vzorců pro žádoucí pochopení závislostí. Při ruční analýze nejčastěji používáme náhradní schéma s hybridními , tedy h-parametry. Je naznačeno na obr. 4-5.

Obr.4-5. Náhradní schéma s h-parametry Pro naznačený obvod platí 2. Kirchhofův zákon na vstupu a 1. K. zákon na výstupu u1 = h11 . i1 + h12 . u2 (4.15) i2 = h21 . i1 + h22 . u2 (4.16) Z toho determinant soustavy h-parametrů Dh = h11 . h22 - h21 . h12 . (4.17) Tento determinant je bezrozměrné číslo, u zapojení SE podstatně menší jak jedna, u SC nao-pak dosti velké ( řádově stovky - viz dále). Tyto základní rovnice doplníme Ohmovým zákonem pro zatěžovací odpor Rz včetně zna-ménka daného situací na obr. 4-5. i2 = - ( u2 / Rz ). (4.18) Podrobnosti jsou v [1] a [9 ].

21

Základní vlastnosti zesilovacího stupně získáme manipulací s rovnicemi 4.15, 4.16 a 4.18. a) Napěťové zesílení (definované proti svorkovému napětí generátoru) Au = u2 / u1 = - (h21. Rz) / ( h11 + Dh.Rz ) . (4.19) nebo přibližně po zanedbání nevýznamných členů Au ≅ - ( h21 / h11 ) . Rz = - S.Rz , (4.20) kde veličina S je signálová strmost S = h21 / h11 [A/V] a srovnáváme ji se strmostí drifto-vou Sθ dle vztahu 4.14. Pochopitelně musí být splněno S >> Sθ . b) Proudové zesílení Ai = i2 / i1 = h21 / ( 1 + h22.Rz ) . ( 4.21) Nebo přibližně Ai ≅ h21. (4.22) c) Výkonové zesílení nemusíme počítat zvlášť. Stačí jej zjistit jako součin zesílení napěťové-ho a proudového Ap = Au . Ai . ( 4.23) Tato veličina je kupodivu potřebná spíše u nevýkonových obvodů, neboť s použitím známého Freesova vzorce umožňuje zjistit šumový příspěvek dalších zesilovacích stupňů. Lze z toho jednoznačně zjistit, že první zesilovací stupeň má mít malý šum a velké výkonové zesílení. Pak je příspěvek dalších stupňů zanedbatelný. Proto většina vstupních zesilovačů bývá v za-pojení SE, které to nejlépe splňuje. d) Vstupní impedance (vstupní odpor) je dám Ohmovým zákonem Zin = u1 / i1 = ( h11 + Dh.Rz ) / ( 1 + h22.Rz ). (4.24) Přibližně pro malou hodnotu odporu zátěže Zin = h11. (4.25) Vstupní impedanci dostaneme tehdy, když h-parametry i event. zatěžovací odpor dosadíme jako komplexní čísla. Jelikož ale obvykle neumíme h - parametry měřit jako komplexní a také výpočet vzorce v komplexní podobě by byl velice obtížný, obvykle se spokojíme s parametry v podobě reálných čísel a pak dostaneme vstupní odpor Rin. Chybějící jalovou složku - má obvykle charakter kapacity pak doplníme pomocí známého Millerova vztahu Cin = C11 + C12.(1 + Au). (4.26)

22

kde C11 je kapacita vstupní brány ( třeba Cbe u zapojení SE) a C12 je průchozí kapacita ( v SE je to Cbc ). Uvedený vzorec popisuje velice důležitou závislost vedoucí k násobení kapacity a ten může být použít i k získání velkých hodnot kapacity kondenzátorů v integrovaných ana-logových obvodech pomocí „zesílení“ Millerovým jevem. Obvody, které využívají tento úkaz jsou známé jako „násobiče kapacity“ nebo Millerovy integrátory. e) Výstupní impedance ( výstupní odpor) je jedinou veličinou náhradního schématu na obr.(4-5), která je odvozena při pohledu „zezadu“ tj. zprava . Proto musíme dle Theveninovy věty generátor nahradit zkratem a zůstane tam jen jeho vnitřní odpor. Vnitřní náhradní zdroj napětí h12. u2 a náhradní zdroj proudu i1.h21 ponecháme beze změny. Nejsou to skutečné zdroje, ale nahrazují nám průnik napětí z výstupu na vstup nebo zesilovací efekt tranzistoru. Jejich zkra-tem event. rozpojením by náhradní schéma ztratilo smysl. Rovnice (4-15) pak dostane tvar 0 = i1 . (Rg + h11 ) + h12 . u2 (4.27) Pak hledaná výstupní impedance ( při reálných parametrech výstupní odpor) bude Zout = ( h11 + Rg ) / ( Dh + h22 . Rg ). (4.28) Tato hodnota je zdánlivá a nepočítá s paralelním připojením skutečného zatěžovacího odporu Rz . U zapojení SE je to odpor Rc . Tato hodnota bývá dosti často mnohem menší jak zdánli-vá hodnota Rout a pro v informativních přibližných výpočtech někdy počítáme Rout skut ≅ Rc . Takto ovšem neurčíme jalovou složku výstupní impedance. Podobně jako u vstupního odporu lze reálnou hodnotu doplnit nejčastěji kapacitní složkou, kterou ( bez důkazu) lze často určit se vzorce Cout = C22 + ( h21 . C12 ) / ( 1 + h11 / Rg ) (4.29) Je to jakási „proudová“ obdoba Millerova jevu - rovnice (4.26). Velice významný vliv na skutečnou hodnotu „násobení“ kapacity tentokrát ve výstupu má dle vzorce (4.29) poměr mezi h11 a odporem generátoru Rg. Pro častý případ napěťového buzení je splněno h11 >> Rg (chod generátoru naprázdno). Pak je výstupní kapacita (je zapojena pa-ralelně k Rout ) nepatrná a rovná Cout = C22 ( u zapojení SE je to Cce ). Naopak může být kapa-cita značná (oblíbený násobič kapacity v analogových integrovaných obvodech) v případě proudového buzení Rg >> h11 a rovna přibližně Cout = h21 . C12 ( u zapojení SE je C12 = Cbc ). Uvedené vztahy pro pět základních vlastností zesilovacích stupňů platí pro jakékoliv zapojení u kterého známe příslušné h - parametry. V praxi musíme ale počítat s tím, že katalogy udá-vají obvykle jen h-parametry pro zapojení SE a i obvyklé měřiče měří v tomto zapojení. Po-kud budeme používat jiné zapojení než SE, pak je nutno příslušné parametry pro SE přepočí-tat. Vzorce jsou uvedeny v klasické Budínského knize [9]. Pro druhé nejčastěji používané zapojení se společným kolektorem ( SC - emitorový sledovač ) lze přepočtové vztahy zjedno-dušit do snadno zapamatovatelné podoby h11 c = h11 e ; h12 c = 1 ; h21 c = - h21 e ; h 22 c = h22 e . (4.30)

23

Na základě těchto přibližných vzorců lze snadno odvozené výpočtové vzorce transformovat na zapojení SC s tím , že budeme do nich dosazovat běžně udávané h-parametry pro SE. Dhc ≅ h21e Auc ≅ 1 Aic ≅ - h21e (4.31) Rin c ≅ h21 . Rz Rout c ≅ h11 e / h21 e = 1 / S . U výstupního odporu zapojení SC ale platí opačná podmínka než u SE a proto obvykle stačí jako výstupní odpor u emitorového sledovače počítat s hodnotou Rout c , kde tento odpor je přímo zapojen mezi emitor a zem. Elektronický odpor je významně menší jak ohmický. Praktická poznámka. Zapojení SC (emitorový sledovač) je obvykle techniky považován za bezproblémový isolační stupeň s přibližně jednotkovým napěťovým zesílením, s velkým vstupním a nepatrným vý-stupním odporem. Často jsou ale s těmito stupni potíže : nesnáší kapacitní zátěž na výstupu (pak se u nich může vytvořit záporný vstupní odpor a obvod může kmitat), sériově zapojený vazební kondensátor u výstupní svorky může zase způsobit ujíždění ss pracovního bodu jeho nabíjením eventuální ss složkou signálu (obvod často pak ujede tak daleko, že jednocestně usměrňuje procházející signál !) , šumové vlastnosti mohou být dosti špatné, ani přebuditel-nost nebývá příliž velká atd. Je proto nutno těmto stupňům věnovat patřičnou pozornost. U některých verzí zapojení (např. i u obr. 4-4) má střední stupeň SC natolik nesymetrické napá-jení blízké zemi, že má ze všech ostatních stupňů nejmenší přebuditelnost a ve velké míře může způsobit limitaci signálu. 4.6. Odstranění stejnosměrné AV složky signálu - kapacitní vazba mezi stupni. I když jsou dnes velice v oblibě galvanicky (stejnosměrně) vázané stupně, obvykle alespoň v bodech připojení zdroje signálu a zátěže ( tj. na začátku a na konci řetězce) je dobré obvod oddělit sériově zapojeným kondensátorem ( střídavá vazba). Situace je naznačena na obr. 4-6.

Obr.4-6. Vazební derivační článek Pro výpočet vlastností tohoto článku zavedeme poměrnou veličinu P > 1 , která vyjadřuje poměr přenosu pro vysoké kmitočty (reaktance kondensátoru je blízká nule) a přenosu na nízkých kmitočtech. P = [ R2 / (R1 + R2) ] / [R2 / (R1+R2- j.XC)] = 1 + 1/(j.ω.Cv.Rs) , (4.32)

24

kde ..... Rs = R 1+ R2 . Tento poměrný přenos je komplexní číslo a má část reálnou ( je to modul přenosu, modulová charakteristika) a imaginární ( argument udává fázovou charakteristiku). Modul poměrného přenosu bude /P/ = [Re(P)2 + Im(P)2 ]1/2 = [ 1 + 1 / ω2 . Cv

2 .Rs

2 )] 1/2 . (4.33) Argument tj. fázová charakteristika bude tg ϕ = Im(P) / Re (P) = 1 / ω.Cv.Rs . (4.34) Modul poměrného útlumu je výhodné vyjadřovat logaritmicky v dB . Toto vyjádřeni snižuje stupeň matematické operace o jednu ( násobení převádí na sečítání, dělení na odečítání atd.) PdB = 20.log P = (1/2) . 20.log (1+1/ω2.Cv

2.Rs2)

a když si vzpomeneme na středoškolskou definici dekadických logaritmů 100.1.PdB = 1 + 1 / ω2.Cv

2.Rs2

nebo ω.Cv.Rs = 1 / ( 100.1.PdB - 1)1/2 . (4.35) Je to implicitně vyjádřená závislost poměrného útlumu na kmitočtu tj. hledaná modulová charakteristika. Pro typický případ PdB = 3 dB má člen pod odmocninou velikost ( 100.1 *3 - 1)1/2 = ( 10log2 - 1)1/2 = 1 a tedy ωd . Cv .Rs = 1 (4.36) nebo jinak ωd = 1/τd nebo Xc = Rs . Když podobně upravíme vzorec pro fázi (4.34) pro případ (4.35) bude tg ϕ = 1 a tedy ϕ = 45° a tedy vektorový trojúhelník je rovnostranný a pravoúhlý. Lomový kmitočet fd nebo ωd reálného derivačního článku má tedy tu vlastnost, že modulová charakteristika má od ideální hodnoty přenosu K = 1 ( pro vysoké kmitočty) rozdíl o -3dB a fáze se proti klidové hodnotě na vysokých kmitočtech změní právě o 45°. Asymptota modu-lové charakteristiky má sklon -20dB /dekádu neboli -6dB/oktávu. Tečna v inflexním bodě fázové charakteristiky má sklon o -65°/dekádu. Modulová charakteristika prakticky splyne s asymptotami při 1/3 nebo trojnásobném kmitočtu proti lomu, fáze se napojí na 0° nebo 90° pro poměr kmitočtů cca 10 nebo 1:10 proti lomovému. V normovaném vyjádření je situace naznačena na obr.4-7.

25

. Obr.4-7. Charakteristiky vazebního ( derivačního) článku Zbývá ještě vysvětlit, proč je někdy tento článek nazýván jako vazební, jindy jako derivační. Souvisí to s hodnotou fázového posuvu o 90°. Tehdy obvod derivuje tj. obdélníkový signál se změní na derivační špičky atd. Při fázovém posuvu blízkém nule přenáší signál bez tvarové změny. 4.7. Horní mezný kmitočet stupně souvisí s paralelně situovanými kapacitami na vstupní i výstupní bráně, tedy se vstupní a vý-stupní kapacitou. Tyto veličiny jsou obvykle dány parazitními kapacitami a jako fyzicky pří-tomné kondensátory je často ve schématu nevidíme. Situaci naznačuje obr. 4-8.

Obr.4-8. Náhradní obvod pro vysoké kmitočty Naznačený obvod je reálný integrační článek a je duální k derivačnímu obvodu na obr. 4-6. V pravé části obr. 4-8 je použita substituce

26

Rp = R1 // R2 a Cp = C1 + C2 . Zavedeme opět poměrný útlum přenosu jako poměr přenosu tentokrát na velmi nízkých kmi-točtech (reaktance je blízká nekonečnu a kondensátor Cp se neuplatní ) k přenosu na pracov-ních kmitočtech tedy včetně kondensátoru. Po úpravě P = 1 + jω. Cp . Rp . (4.37) Modul je absolutní velikost tohoto výrazu /P/ = [ 1 + ω2. Cp

2. Rp2 ] 1/2 . (4.38)

Argument udává fázovou charakteristiku tgϕ = ω. Cp . Rp . (4.39) Poměrný útlum s výhodou vyjádříme logaritmicky PdB = 20. log P = 1/2. 20.log ( 1 + ω2 . Cp

2.Rp2 ) ,

nebo jinak zapsané 100.1.PdB = 1 + ω2 . Cp

2 . Rp2 .

Stejnou úpravou jako u derivačního článku dostaneme ω.Cp.Rp = [ 100.1.PdB - 1 ] 1/2 . (4.40) Pro typicky „nízkofrekvenční“ hodnotu útlumu PdB = 3 dB bude ωh . Cp . Rp = 1 (4.41) a tomu odpovídá fázový posuv ϕ = 45° . (4.42) Vlastnosti asymptot jsou podobné jako u předchozího případu tj. modulová charakteristika má sklon -20dB/ dekádu, fázová zase - 65°/dekádu. I ostatní vlastnosti až na otočení pracovní oblasti tentokrát k vysokým kmitočtům jsou stejné - viz obr. 4-9. Ke skutečné integraci signálu (tj. např. z obdélníkového tvaru získáme pilovitý atd.) zase na-stává při fázovém posuvu blízkém k 90°. Zde to bude na kmitočtech větších jak asi 10x nad fh .

27

Obr.4-9. Charakteristika integračního článku 4. 8. Teorie zpětné vazby ( ZV ) V dalším stručně zopakujeme základní pojmy z teorie zpětné vazby, která je spojena se jmény Nyquist a Bode. Na definičním obr. 4-10 je vidět přímá větev s přenosem Au a zpětnova-zební větev s přenosem β ( říkáme mu činitel zpětné vazby). Oba členy jsou komplexní, takže Au = /Au/ . ejϕ Au a β = /β/ . ejϕ.β . (4.43) Pak důležitý pojem je přenos v otevřené neboli rozpojené smyčce zpětné vazby β . Au = / β /. / Au / . ej( ϕ β + ϕ Au ) . (4.44) Tato veličina slouží hlavně k vyšetřování stability proti oscilacím.

Obr.4-10. Princip zpětné vazby Obr.4-11. Nyquistův diagram Podle obr. 4-10 dochází ve vstupním uzlu k vektorovému součtu dvou signálů u1 = u1´ + β . u2 Z toho ( budeme sledovat stav při u2 = konst )

28

u1´ = u1 - β . u2 . Pak zesílení s uzavřenou smyčkou ZV ( nastavené , „ zavazbené“ zesílení ) Au´ = u2 / ( u1 - β . u2 ). (4.45) Pokud tento zlomek rozšíříme členem „ 1/u1“, dostaneme Au´= Au / ( 1 - β . Au ) = 1 / N , (4.46) kde Au = u2 / u1 . Jmenovatel zlomku je tzv. stupeň zpětné vazby a může být vyjádřen i logaritmicky NdB = 20 . log N . (4.47) Vzorec (4.45) je znám jako Blackův vzorec. Poznámka: V literatuře pocházející z Prahy (hlavně z ČVUT) se někdy místo pojmu činitel ZV β použí-vá název vratný podíl, místo pojmu stupeň ZV N název vratný rozdíl. Stupeň vazby (vratný rozdíl) může nabývat různých hodnot. Bude-li N = 1 hovoříme o „žád-né“ vazbě (úmyslně neříkáme nulová vazba). Bude-li 0 < N < 1, pak je vazba kladná a to buď obecná (N je komplexní číslo), nebo čistá (N je reálné číslo). Zvláštní případ nastává tehdy, když se N blíží k nule. Zesílení Au´ se v limitě blíží k nekonečnu a zesilovač se roz-kmitá. V nf technice je nejběžnější případ, kdy N > 1. Pak je vazba záporná a to buď obecná ( N je komplexní), nebo čistá ( N je reálné číslo ). Často bývá N > 10, pak je vazba tuhá ne-boli určující. Pro tento případ lze Blackův vzorec zjednodušit na tvar 1 << β . Au a tedy Au´≅ 1/ β . (4.48) Na obr. 4-11 je vektorové zobrazení přenosu v otevřené smyčce i stupně ZV. Zde je naznačen vektor β.Au i záporně pojatý tento vektor (opačný vektor) a vektorovým přidáním kladné re-álné jedničky i vektor stupně ZV. Lze pak do tohoto obrázku nakreslit sadu soustředných kružnic buď se středem v počátku - pak jsou to geometrická místa konstantních přenosů v rozpojené smyčce, nebo se středem v reálné jedničce. Pak jsou to geometrická místa kon-stantních stupňů ZV. Zvláštní funkci mají v obou případech kružnice o poloměru jedna - promyslete. Vektor přenosu v rozpojené smyčce β.Au a tím i stupně vazby N je kmitočtově závislý a budeme-li sledovat koncový bod tohoto vektoru v závislosti na kmitočtu, dostane-me čáru (nejčastěji spirálu) - hodograf, který nemusí začínat pro f = 0 v počátku. Bude-li ležet mimo počátek svědčí to o tom, že obvod je stejnosměrně (galvanicky) vázán. U střídavě („kondensátorově“ či transformátorově) vázaných obvodech čára pro f = 0 začíná v počátku. Důležité je ale to, že pro f → ∞ vždy čára skončí v počátku - neexistuje obvod, který by při nekonečně vysokém kmitočtu měl nenulové zesílení. Bude-li trajektorie přenosu otevřené smyčky ZV obklopovat bod „reálná jednička“ uvnitř plochy, pak obvod bude alespoň pod-míněně kmitat a pro zesilovač to není vhodný stav. Tento způsob polárního vyjádření pochází

29

od Nyquista a je vhodný tehdy, když řešení zesilovače máme ve vyjádření modul x fáze ( ře-šení počítačovými programy). Pro jiné způsoby je lepší způsob dle Bodeho, kdy sice opět čáru kreslíme v podstatě v polárním vyjádření, ale modulovou a fázovou charakteristiku roz-pojené smyčky ZV kreslíme do dvou oddělených grafů. U obvodů s minimální fází (definici si zopakujte z teoretických předmětů!) pak obvykle stačí kreslit jen modulovou charakteristi-ku a fázová je potom jednoznačně daná. Modulovou charakteristiku téměř vždy kreslíme v decibelovém (logaritmickém ) vyjádření. Lépe se s nimi pracuje, místo hyperboly kreslíme přímku, jednotlivé přenosy v kaskádě sečítáme a nikoliv násobíme atd. U Bodeho způsobu kreslení vyneseme modul přenosu rozpojené smyčky v závislosti na kmitočtu nejčastěji po-mocí asymptot (lépe vyniknou lomové kmitočty) a u těch částí charakteristiky, které mají sklon roven nebo menší jak 20dB/ dekádu u obvodů s minimální fází (třeba jednoduché RC články) víme, že přímo pod lomovým kmitočtem nemůže být změna fáze větší jak 45° a k inverzi ZV ze záporné na kladnou nemůže dojít. Nebezpečí hrozí až u druhého lomového kmitočtu v pořadí (oba články jsou stejného druhu, třeba oba derivační) je fáze od prvního z nich až 90° (při dostatečně velké kmitočtové odlehlosti - poměr větší jak 1 : 3) a druhý může přidat právě 45°. Celkem je to 135° a tak s fázovou bezpečností 45° je nutno kontrolovat ve-likost modulu přenosu v otevřené smyčce . Bude-li větší jak 1 ( tj. O dB), pak po „dotočení“ na plných 180° by mohlo ke ztrátě stability dojít. Někdy se toto řešení graficky upravuje tak, že nekreslíme přenos rozpojené smyčky, ale jen přenos přímé větve a v opačné orientaci svis-lé osy přenos zpětnovazební větve. U této metody posuzujeme vzájemnou strmost obou kři-vek v bodě průsečíku. Způsobu s vynášením přenosu rozpojené smyčky budeme v tomto předmětu dávat přednost. Je dobře si uvědomit, že Bodeho „lineární“ způsob přináší výhodu jen u obvodů s minimální fází, jinak je nutno stejně kreslit i fázovou charakteristiku a oba způsoby (Nyquistův a Bodeho) jsou prakticky rovnocenné. Na obr. 4-12 je naznačen příklad průběhu přenosu rozpojené smyčky ZV u obvodu s minimální fází. U sytě vytažené čáry je vidět, že u druhého lomu v pořadí (u kmitočtu ω2) je u začátku směrnice -40dB/dek zisk přiliž velký (bod je nad hladinou 0 dB) a proto by obvod nemusel být stabilní. K opravení lze pou-žít celkem tři zásahy:

1) Zvýšit lomový kmitočet ω2 až do průsečíku směrnice -20dB/dek s vodorovnou osou (to není vždy možno udělat).

2) Snížit absolutní velikost součinu β.Au tak, aby se bod ω2 snížil až k vodorovné ose (to je sice možno udělat vždy, ale zesilovač může být nepoužitelný) 3) Snížit první lomový kmitočet ω1 tak, že podle čárkované čáry se sníží přenos u druhé-

ho lomu v pořadív pořadí. Tento způsob bývá obvykle nejlepší.

Obr.4-12. Řešení stability

30

Tyto tři druhy řešení lze pochopitelně i kombinovat. Nezapomeňme, že řešíme přenos rozpo-jené smyčky ZV a výsledný zesilovač může mít jiné (často i lepší) vlastnosti. Podrobnosti o fázových kompenzacích lze nalézt v lit. [13]. U zpětnovazebních zapojení musíme mít na paměti, že znaménko ZV má hlavně vliv na zesí-lení, připojení ZV ke vstupu na vstupní impedanci a připojení k výstupu na výstupní impe-danci obvodu. a) Polarita (znaménko) ZV určuje, zda na středních kmitočtech obvod snižuje nebo zvyšuje zesílení proti zesílení v přímé větvi. b) Způsob připojení ZV ke vstupním svorkám - vazba je buď paralelní nebo sériová. c) Způsob připojení ZV k výstupním svorkám - vazba je buď napěťová ( tj. paralelní k výstu-pu) nebo proudová ( v sérii k výstupu). 4.9. Vliv zpětné vazby na vlastnosti zesilovače Zpětná vazba ovlivňuje téměř všechny vlastnosti zesilovače. Dlouho (do roku cca 1972) se věřilo, že „čím víc, tím lépe“. Dnes se tomu už moc nevěří. Zjistilo se, že přiliž tuhá zpětná vazba obvykle vede na špatné dynamické vlastnosti - viz dále. Obvod je „vnitřně pomalý“. 1) Vliv ZV na kmitočtovou závislost modulové a fázové charakteristiky. Velice optimistické výsledky dává zdánlivě nenapadnutelný obr. 4-13, který nabízí velice potěšující výsledek ty-pu ωd´ = ωd / N a ωh´ = ωh . N . (4.49) To je ale pravda jen tehdy, když oba původní lomové kmitočty jsou definované jako tzv. zdánlivé. Budou-li dány pevným (pasivním, budeme říkat fixním členem - třeba RC členem) mimo smyčku celkové ZV, pak zpětná vazba takto nepracuje. Tato idealizovaná a často ne-pravdivá situace je na obr. 4-13.

Obr.4-13. Vliv zpětné vazby Jinak vliv ZV na zesílení definičně popisuje zmíněný Blackův vztah a i rozšíření kmitočtové charakteristiky (tj. i tomu přiměřené zlepšení fázové charakteristiky) závisí na tom, zda jsou příslušné korekční členy ve smyčce nebo mimo smyčku ZV. Výhoda nebo „výhoda“ počíta-čových způsobů řešení je v tom, že toto za nás vyřeší příslušná technika a to i tehdy, když funkci obvodu vůbec nerozumíme.. Co je ale mimořádně důležité, je odpověď na otázku, jak žádoucím způsobem ovlivnit kmito-čtovou charakteristiku zesilovače - realizace korekčních zesilovačů. Tuhou zápornou ZV lze v zesilovači s dostatečnou rezervou zisku v přímé větvi vnutit prakticky libovolnou charakte-

31

ristiku. Bude-li stupeň ZV alespoň N = 10 ( nebo větší) lze Blackův vzorec zjednodušit násle-dovně ( zanedbáme jedničku proti součinu β.Au ) Au(ω)´ ≅ Au(ω) / β . Au(ω) (4.50) a z tohoto vzorce je vidět důležitý poznatek : snažit se vnutit korekční charakteristiku v obvo-du přímé větve je neúčinné (oba členy se ve vzorci krátí), obvod ale reciprokým způsobem reaguje na přenos ve zpětnovazební větvi s přenosem β. Musíme ovšem v celém potřebném rozsahu kmitočtů dodržet podmínku tuhé zpětné vazby tj. nadbytek zesílení vyjádřený pod-mínkou, že N > 10. 2) Vliv ZV na samovolnou změnu ( drift) zesílení ( stárnutí, teplota, tolerance atd.) Je to forma jednorozměrné citlivostní analýzy a lze ji snadno provést pomocí derivace Blac-kova vzorce (4.45) podle požadované proměnné. V našem případě bude asi nejzajímavější použít závislost na původním zesílení v přímé větvi Au. Pro derivaci použijeme známý vzorec pro derivaci podílu dvou funkcí ( u´/ v´) = ( v.u´-v´.u) / v2 . A tedy pro náš případ dAu´ / dAu = ( 1 + β.Au - β.Au ) / ( 1 + β.Au) 2 = 1 / ( 1+β.Au).(1+β.Au) Jelikož platí, že 1 + β.Au = N = Au / Au´ po dosazení dostaneme dAu´/ dAu = ( Au´/ Au ) . 1/N . Jelikož je derivace naznačené dělení, lze vztah upravit na tvar pro poměrné drifty dAu´/ Au´ = ( dAu / Au) . 1/N. (4.51) Je to velice užitečný výsledek který říká, že drift výsledného zesílení po zavedení ZV je N x menší, jak drift (tolerance) zesílení přímé větve. Bude-li N>1 ( záporná ZV), dojde k vý-znamné stabilizaci. K fyzikálně podobnému výsledku dojdeme i podle vzorce (4.48), který platí pro tuhou zápornou ZV a ve kterém se vlastní zesílení přímé větve Au vůbec nevyskytu-je. Tuto skutečnost hojně využíváme v technice operačních zesilovačů. 3) Vliv zpětné vazby na harmonické zkreslení THD Pokud by záporná ZV byla v celém kmitočtovém pásmu čistá, platil by velice optimistický vzorec d´ = d / N . (4.52)

32

a kvalita by byla nepřímo úměrná stupni ZV. Uvedený vzorec má však celou řadu výhrad a tak výsledky bývají obvykle horší, ale někdy kupodivu i lepší. Vztah (4.52) nelze použít, když a) Nelinearita ( přenosová charakteristika) přímé nebo zpětnovazební větve je charakterizová-na ostrým zlomem - dochází k omezení, limitaci signálu. Pro nadlimitační (odříznuté) části signálu má smyčka ZV nulový přenos a vazba nemůže signál napravit. Proto vyjadřujeme tzv. přebuditelnost zesilovačů ( viz dříve). b) Je-li nelinearita obvodu výrazného řádu vznikne dominantní harmonická složka. Ta se ZV vede na vstup a na nelinearitách vznikne jev podobný směšování tj. vznik kombinančních (součtových a rozdílových) složek. Spektrum tedy bude bohatší než by bylo bez ZV!. c) Záporná ZV hlavně na okrajích kmitočtového pásma nemůže být vlivem fázových posuvů čistá a tak nedochází k protifázovému „předzkreslení“ signálu, odečtení není algebraické ale menší, vektorové a výsledek je horší. d) Vztah (4.52) podobně jako Blackův vzorec (4.45) předpokládá, že srovnáváme dva stavy (bez a se ZV) při konstantním výstupním napětím u2 . Je to sice podmínka logická, ale ne je-diná možná. Pokud bychom naopak srovnávali dva stavy se stejným vstupním napětím, bude výsledek lepší než dle (4.52) - menší vybuzení nelinearit. e) Vzorec (4.52) předpokládá ustálený stav tj. kontinuální buzení nejčastěji harmonickým signálem bez rychlých změn amplitudy. Přirozený signál (hudba, řeč) je naopak typický pře-chodovými jevy a pak je chování zpětnovazebních obvodů výrazně jiné. Některá část obvodů (obvykle přímá větev ) bývá značně „ pomalá“ (nízký horní mezný kmitočet ) a reakce ZV bývá dosti podivná. Na tento jev upozornil hlavně Matii Otala cca v roce 1972. Pokud bude obvod lineární, pak lze citovat známý vztah mezi zpožděním impulsního signálu v obvodu s omezenou šířkou pásma ( B je šířka pásma) t = 0,35 / B. (4.53) Zpětná vazba tedy bude reagovat zpožděně a vlastní přechodový jev bude silně zkreslen. Ve skutečnosti je situace ještě výrazně horší: obvod je nelineární a při přechodovém jevu mohou některé obvody omezovat ( jsou přebuzeny velkým signálem) a tak zpoždění může být díky saturaci i výrazně větší, jak udává lineární vztah (4.53) . Tyto velice nepříjemné jevy vedou na pojmy typu „tranzistorový zvuk“, transientní intermodulační zkreslení TIM (Transient In-termodulation Distortion), zkreslení omezenou rychlostí přeběhu SID (Slew Rate Induced Distortion) a pod. O těchto problémech bude hovořeno později. 4) Vliv zpětné vazby na výstupní impedanci zesilovače Je spojen se způsobem připojení ZV k výstupním svorkám. Zhruba platí, že paralelní připoje-ní sníží zdánlivou složku výstupní impedance N x, u sériového připojení naopak zvýší N x. Pro napěťovou ZV ( paralelní připojení) zhruba platí Zout´U ´ ≅ Zout / N. (4.54) V praxi to znamená, že napěťová ZV zmenší výstupní odpor a zvýší výstupní kapacitu. Pro proudovou (sériově připojenou) ZV

33

Zout´I ≅ Zout . N. (4.55) Proudová záporná ZV tedy zvýší výstupní zdánlivý odpor a sníží výstupní kapacitu. 5) Vliv zpětné vazby na vstupní impedanci Je spojen se sériovým nebo paralelním způsobem připojení. Sériová ZV Zin ´S ≅ Zin . N . (4.56) Přesněji platí tento vzorec pro napěťové buzení. Paralelní ZV Zin´P ≅ Zin / N. (4.57) Klasickým příkladem sériové záporné ZV je vstupní obvod zapojení SC ( emitorový sledo-vač), který má velký vstupní odpor a malou vstupní kapacitu. Naopak vstupní obvod invertujícího operačního zesilovače má jako paralelní ZV malý vstup-ní odpor a velkou vstupní kapacitu. 4.10. Zvláštní případy zpětné vazby a) Blokování emitorového odporu kondensátorem. Odstraňuje hlavně pro signálové složky působení záporné sériové proudové ZV při zachování blahodárného stabilizačního účinku na drifty s velmi nízkým kmitočtem změn. Řešení lze získat opět z Blackova vzorce s tím, že za činitel zpětné vazby ( přenos zpětnovazební větve ) β dosadíme poměr β = Ze / R c . Impedance Ze vyjde z paralelní kombinace Re // Ce . Po úpra-vě Ce = (1 / ω.Re) . [ ( N2 - P2 ) / ( P2 - 1)] 1/2 , (4.58) kde P.... je poměrná změna charakteristiky (viz dříve) a N je stupeň vazby při Ce = 0. Pro oblíbenou hodnotu P = 21/2 tj. pro změnu o 3dB dostaneme Ce = N / ω . Re . (4.59) b) Nesená dvoupólová součástka -- obvod typu „bootstrap“ Sledujte dle obr 4-14, kde důležitou vlastností je naznačená paralelní cesta s obecným přeno-sem Au. Tento přenos je dán vzorcem u2 = Au . u1 , (4.60)

34

kde přenos Au může mít pro začátek naší úvahy třeba hodnotu kladného reálného čísla. Pro naznačenou smyčku lze psát u1 - u2 = i1 . Z a po dosazení z (4.60) u1 . ( 1 - Au) = i1 . Z . Když tento výraz uspořádáme, dostaneme u1 = i1 . Z / ( 1 - Au ), který má tvar zobecněného Ohmova zákona s jakousi efektivní elektronicky ovlivněnou impedancí Zef = Z / ( 1 - Au ) (4.61) Pro zajímavý případ, že 0 < Au < 1 dojde ke zvětšení zdánlivé hodnoty impedance na prak-ticky libovolnou hodnotu . Hovoříme o pravém bootstrapu a lze tak elegantně získat např. velký vstupní odpor a malou vstupní kapacitu . I vstupní brána zapojení SC ( emitorového sledovače ) se dá takto vysvětlit. Opakem je nepravý bootstrap, který vznikne při splnění podmínky Au < 0 ( paralelní obvod má povahu velkého invertující zesílení) a tento případ lze využít např. u aktivního tlumení vstupních obvodů zesilovačů. Lze tak „ošidit“ šumové poměry v zesilovači, kdy velký odpor paralelně je šumově výhodný a současně do původně „ studeného“ konce tohoto odporu při-vedeme signál odpovídající naznačené podmínce. Tento se pak z hlediska generátoru jeví jako libovolně malý. Realizace je na obr. 4-15 a požadované záporné ( invertované) zesílení je realizováno kaskádou neinvertujícího ( hlavního) zesilovače a invertoru v jakési zpětné větvi o zisku Au = -1.

Obr.4-14. Obvod typu „bootstrap“ Obr.4-15. Aktivní tlumení ( acti dump) Pro obvod aktivního tlumení (nepravý bootstrap) dle obr. 4-15 zapojíme např. R = 1,5 MΩ a pro požadovaný vstupní odpor 50kΩ vyjde potřebné zesílení v přímé větvi Au = 29 . Poměr odporů je 1 : 30 a zesílení je o jedničku menší. Požadované záporné znaménko zajistí inver-tor. Pravé bootstrapové úpravy hlavně u vstupních zesilovačů jsou velice oblíbené. Pokud použi-jeme diskrétní prvky ( tranzistor) je zapojení na obr. 4-16, totéž s operačním zesilovačem na obr. 4-17.

35

Obr. 4-16. Pravý bootstrap s tranzistorem Obr.4-17. Totéž s operačním zesilovačem Početní příklad na jednoduchý tranzistorový zesilovač Použijeme schéma dle obr. 4-16 . Předpokládáme znalost klidových poměrů např. Ic =160µA, Uce =10V, Ube=0,6V a Ib = 500nA. Dále známe R3=Rc=33kΩ, Re=470Ω, R1=M68, R2=M1,Rf lze zanedbat, C1=68nF, C2=500M, C3=1M, Rg = 5kΩ, stupeň zapojený za výstupem našeho zesilovače má vlastnosti R in2 =33kΩ a Cin2 = 100pF. Z katalogu pro tranzistor BC 109 ode-čteme h-parametry pro typický pracovní bod Ic=2mA a Uce=5V : h11=4,5kΩ, h12=2.10-4 , h21=300, h22=30µS. Tyto parametry musíme přepočítat do našeho pracovního bodu. Slouží k tomu dva normované grafy, které jsou víceméně použitelné pro všechny planární nízkovýko-nové tranzistory.

Obr.4-18.Převod h-parametrů na jiné kolek- Obr.4-19. Převod h-parametrů na jiný torové napětí kolektorový proud Přepočet provedeme tak, že původní hodnotu násobíme bezrozměrnými čísly z obou obrázků. Dostaneme h11 = 4,5.103.1,1 . 10 = 50kΩ, h12 = 2.10-4.0,92.6 = 11.10-4 h21 = 300.1,1 . 0,7 = 231, h22 = 30.10-6. 0,75. 0,36 = 8,1 µS. Hodnota determinantu soustavy bude Dh = h 11.h22 - h21 . h12 = 0,148. Vstupní a průchozí kapacitu odečteme z dalšího katalogového grafu 4-20. Průchozí kapacita je výrazně závislá na technologii pouzdření ( kovové pouzdro versus plast). Výstupní kapacita Cce ≅ 3pF.

36

Obr.4-20. Kapacity tranzistoru řady BC... Řešení provedeme pomocí postupových kroků. Výhoda tohoto postupuje v tom, že vždy všechny předchozí kroky zůstávají v platnosti, postup je snadno sledovatelný a výsledek lze dolaďovat. Krok č. 1 - výchozí řešení. V tomto kroku použijeme odvozené základní vzorce pro zesílení a vstupní a výstupní impedance. Toto řešení předpokládá mimo vlastnosti tranzistoru jen exis-tenci vnitřního odporu generátoru a zatěžovací odpor. Ostatní součástky ( zpětné vazby, napá-jecí obvody atd. ) zatím neuvažujeme. Dle vztahu (4.19) Au = -72,7 .. ( tj. 37dB) kde jako Rz dosazujeme Rz = Rc // Rin2 = 16,5 kΩ. Odhad dle vzorce (4.20) vyjde Au ≅ -76,2. Proudové zesílení dle (4.21) Ai = 203 a přibližně dle (4.22) Ai = 231. Výkonové zesílení jako součin obou předchozích ( přesně) Ap = Au.Ai =- 14 816 ( tj. 42 dBp). Vstupní odpor dle ( 4.24) Rin = 46,25kΩ ( odhad 50kΩ) Vstupní kapacita pomocí Millerova vztahu Cin = Cbe + Cbc.(1+Au) = 393pF ( pozorný čtenář již jistě zjistil, že je to přímo školní ukázka nepravého bootstrapu!). Zdánlivý výstupní odpor ( je paralelně připojen k vlastnímu odporu Rc) dle vzorce (4.28) Rout = 0,29 MΩ . Vliv paralelního odporu Rc bude rozhodující. Výstupní kapacita podle ( 4.29) Cout = 105pF. Vliv vlastní výstupní kapacity tranzistoru Cce je mizivý. Krok č.2 - započítání místních zpětných vazeb. Řešené zapojení má celkem dvě místní ZV: zápornou proudovou sériovou na neblokovaném emitorovém odporu Re a kladnou proudovou paralelní bootstrapovým obvodem přes C2 ( jeho reaktanci budeme považovat za blízkou nu-le) a odpor R3 . Jako u všech paralelních vazeb i zde má na přenos této vazby podstatný vliv vnitřní odpor generátoru. Záporná proudová sériová ZV ( obvod chápeme jako dva rezistory - Rz a Re ) napájené zdro-jem proudu) Pak přenos zpětnovazební větve ( činitel ZV,vratný podíl)

37

β (-) = Re / Rz = 0,0285 ( promyslete , proč dosazujeme Rz a ne Rc !!) a stupeň této ZV ) vratný rozdíl) N(-) = 1 + β(-) . Au = 3.07 . ( vazba je skutečně záporná, N>1) A teď můžeme přepočítat výchozí řešení na hodnoty s aplikovanou zápornou ZV Au´ = Au / N = 23,7 , ( tj. 27,5 dB) Vazba je proudová tj. k výstupu v sérii - viz vzorec (4.55) Rout´ = N(-) .Rout = 0,89 MΩ a kapacita Cout´= Cout / N(-) = 34 pF. Vazba je sériová ( tedy v sérii se vstupem) a podle vzorce (4.56) Rin´= Rin .N (-) = 142 kΩ a Cin

´ = Cin / N(-) = 128pF . Kladná proudová paralelní ZV přes C2 a odpor R3 - činitel této ZV ( přenos z kolektoru do báze ) řešíme jako součin dvou dílčích přenosů a to přenos mezi svorkami kolektor a emitor (je to už známá hodnota přenosu β(-) ) a přenosu z emitoru do báze přes C2 ( považujeme za zkrat) a odporu R3 jako horní větve děliče. Jako dolní větev děliče pak bude paralelní kombi-nace vstupního odporu našeho zesilovače a obvykle malé hodnoty ( tedy důležitější) vnitřního odporu generátoru. Tedy β(eb) = ( Rg // Rin´) / ( R3+Rg//Rin´) = 0,046 a pak hledaný přenos kladné ZV β(+) = β(-) . β (eb) = 0,0285.0,046 = 0,00131. A hledaný stupeň kladné zpětné vazby N(+) = 1 - β (+) .Au´= 1 - 00131 = 0,97. Vazba je naštěstí velmi slabá zleva se blíží jedničce, ale jen díky malé hodnotě odporu gene-rátoru Rg ( napěťové buzení). Není naškodu, vypočítat tento přenos s odpojeným generáto-rem, výsledky mohou být nepříjemné. Pokud bude Rg malé je kladná vazba prakticky ne-funkční, ale bootstrapový efekt zůstává. Je to další z obvodových triků. Krok č.3. Spočívá v započítání fixních součástek tj. takových, které jsou jedním koncem uzemněny a nebo jsou průchozí, ale neexistuje k ním paralelní větev s aktivním prvkem ( typu bootstrap či aktivní tlumení). Bez problému opravíme výstupní odpor, kdy ke zdánlivé hodno-tě Rout´ paralelně započítáme skutečně zapojený odpor Rc ( proč ne Rz -promyslete) a získá-me skutečnou hodnotu Rout skut ≅ Rc =33kΩ . Zajímavější počítání musíme provést u vstupního odporu, kde ke zdánlivé hodnotě Rin

´= 142kΩ ( vliv kladné ZV jsme zanedbali) musíme paralelně přidat efektivní hodnotu „boost-rapového“ odporu R3 . Musíme určit velikost přenosu signálu do jeho dolního emitorového konce ( vliv C2 zanedbáme) . Nazveme jej Aue a s využitím už známých dílčích přenosů lze použít Aue = Au´. β (-) = 23,7 . 0,0285 = 0,675 a tuto hodnotu dosadíme do „ bootstrapové-ho“ vzorce (4.61) R3ef = R3 / (1 - Aue ) = 307 kΩ a skutečná hodnota vstupního odporu pak bude Rin skut´ = Rin´// R3ef = 97 kΩ . Řešení modulové charakteristiky stupně Přenos na dolním konci kmitočtového pásma je ovlivněn dvěma vazebními RC články s kon-densátory C1 na vstupu a C3 na výstupu. Vstupní článek dle vzorce (4.35) pro Rs = Rg + Rin skut = 102 kΩ ωd1 =1 / C1.Rs = 0,144.103 rad/sec. fd1 = 23 Hz. Výstupní článek pro Rs = Rout skut + Rin2 = 66 kΩ ωd2 = 1 / C3 .Rs = 15 rad/sec ... fd2 = 2,4 Hz. Na vysokých kmitočtech působí integrační články , tvořené nejčastěji parazitními kapacitami . Tedy např. na vstupu je Cp = Cin skut1 . Kapacitu generátoru zanedbáme ( nebo připočteme). ωh1 = 1/ Cp . Rp = 1,6.10

6 rad/sec.. fh1 = 250 kHz. Výstupní integrační článek ( Cp=Coutskut 1 Cin2= 134 pF ωh2 = 1 / Cp.Rp = 0,45.106 rad/sec .. fh2 = 72kHz.

38

Charakteristika bude tedy na dolním konci omezena kmitočtem fd1 = 23 Hz ( vyhovuje) a na horním konci fh2 = 72kHz. Je to hodnota zbytečně vysoká, do vstupu by pronikaly i signály s vf zdrojů a omezíme jej na kmitočet cca 30kHz. Snadno určíme, jakou kapacitu musíme při-dat ke vstupní bráně. Tu zapojíme buď přímo na vstup, nebo s výhodou využijeme Millerův jev, a příslušně menší kondensátor zapojíme mezi bázi a kolektor vstupního tranzistoru. Tento postup představuje ruční analýzu obvodu tj. řešení hotového zapojení a zjištění jeho vlastností. Daleko atraktívnější syntézu tj. návrh obvodu na zadané vlastnosti můžeme zkusit provézt „syntetickými“ programy , jako je COCO S, SNAP a pod. I tak ale musíme znát ales-poň schéma zapojení. Početní příklad na vícestupňový zesilovač s lineární modulovou charakteristikou. Použijeme schéma dle obr. 4-4 se strukturou SE+SC+SE. První stupeň musí mít velké napě-ťové i proudové zesílení a malý šum. Druhý stupenˇ je jako isolační a umožňuje připojení relativně malého vstupního odporu u „výkonového“ třetího stupně na relativně vysoký vý-stupní odpor vstupního zesilovače. Celek je provázán účinnou antidriftovou ZV přes odpor R9 a tím tepelně dobře stabilizován. Obvod má i galvanicky oddělenou signálovou ZV přes od-por R3 , která bez zásahu do pracovních bodů upravuje dynamické vlastnosti obvodu. Před-pokládáme, že jsme nějak ( ručně nebo počítačem) zjistily pracovní body obvodu T1 : Ic=100µA , Ib =0,4 µA , Cce = 3,1 V, Ube = 0,55 V. T2 = T3 : Ic = 2,4 mA, Ib = 7 µA , Uce = 15,5 V , Ube = 0,6 V. Krok č. 1 ... výchozí řešení pro T1 h11 = 4,5.103.1,2= 4,9 kΩ , h12 = 2.10-4.0,9 = 1,8.10 .

h21 = 300.1,2 = 360 , h22 = 30.10-6.0,7= 21.10-6 S, Dh = 0,048 , Rz = 3,3.10 3// 50.103 = 3 kΩ Au3 = 195 Rin3 = 5,2 kΩ Cin3= Cbc.(1+Au) = 3,5.10-12.195 = 686 pF Pro Rg = 0 Rout3= h11 / Dh = 112,5 pF. Cout3 = Cce3 = 4 pF. Krok č. 2. .. aplikace místních zpětných vazeb - neblokovaný emitorový odpor R7=33Ω. β3 = Re/Rz = 33 / 3.103 = 0,011. a stupeň této ZV N3 = 1+β3.Au3= 3,145 Po aplikaci tohoto čísla Au3´= 195 / 3,145 = 62,0 Rin3´= Rin3.N = 5,2.103.3,145=16,3kΩ Cin3´= Cin3/N = 218 pF Rout3´= Rout3.N = 354 kΩ Cout3´= Cout3 /N= 1,3 pF. Stupeň T2 - krok č.1 Je to zapojení SC a h-parametry přepočteme dle vzorců (4.31) Dhc = 360 , Rz = Rin3 // R4 = 1 kΩ Au2 = 0,985 , Rin2 = h11+h21.Rz = 365 kΩ , Cin2 →0 ( zanedbáme), Rout2 = 1/S = h11/h21 = 15Ω , Cout2 → 0 ( zanedbáme). Místní ZV je už respektována v přepočtu h-parametrů. Výchozí řešení stupně T1 - krok č.1 Nejprve musíme přepočítat h-parametry do značně odlišného pracovního bodu . Použijeme grafy z obr. 4-18 a 4-19. h11 = 4,5.103.0,95.12 = 51,3 kΩ , h12 = 2.10-4.1,15.9= 20,7.10-4 h21 = 300.0,95.0,6=171, h22 = 30.10-6.1,4.0,35= 10,5µS , Dh1 = 0,184 , Rz1≅ R2 = 33 kΩ Pak dostaneme Au1 = 98,3 , Rin1 = 42,6 kΩ , Cin1 = Cbc.(1+Au1) = 645,4 pF

39

Rout1 = h11/Dh1 = 279 kΩ , Cout1 = Cce1 = 6 pF. Krok č.2 - aplikace místní ZV : činitel místní ZV β1 = R1/R2= 10.10-3 stupeň této ZV N1 = 1+β1.Au1 = 2 Vliv tohoto stupně ZV Au1´= 49 , Rin1´= Rin1.N1 = 85 kΩ , Cin1´= Cin1 / N1 = 323 pF Rout1´= N1.Rout1 = 558 kΩ , Cout1´= Cout1 /N = 3 pF. Řešení celkové signálové ZV. Vazba je záporné ( vysledujte polaritu signálu v jednotlivých bodech zapojení !), napěťová ( tj. paralelní k výstupu) a sériová (ke vstupu). Je vedena přes součástky R3 a C2. Činitel této ZV βc = R1 / (R1 + R3) - v tomto vzorci neznáme velikost odporu R3. R3 = R1 / βc - R1 . Přenos v přímé větvi celého zesilovače je Auc = Au1´ . Au2´. Au3´ = 49 . 0,985. 62 = 2992. Jelikož žádáme celkové zesílení Auc = 300 , vychází z toho požadovaný stupeň ZV Nc = Auc / Auc´ ≅ 10. Jelikož Nc = 1 + βc .Auc je hledaný činitel celkové ZV βc = ( Nc - 1) / Auc = 3.10-3 a hodnoty zatím neznámého odporu R3 = 300 / 3.10-3 = 110 kΩ . Tento odpor může být i nastavitelný. Tuto celkovou signálovou ZV aplikujeme v místech připojení Rinc´= Rin1 . Nc = 850 kΩ , Cinc

´ = Cin1´ / Nc = 32 pF , Routc´= Rout3´/ Nc = 35 kΩ , Coutc´= Cout3´. Nc = 13 pF. V posledním čtvrtém kroku, započítáme fixní součástky k vstupní a výstupní dvojici svorek. Rin skut = Rinc // R8 = 113 kΩ. Byla zadána menší hodnota ( 50 kΩ). Když to vadí. lze použít paralelně zapojený odpor ( bočník) - pozor na šum, nebo i aktivní tlumení. Rout skut = Routc // R8 = 3 kΩ . Vyhovuje. Řešení celkové modulové charakteristiky zesilovače Problém rozdělíme na dolní a horní oblast kmitočtů a v každé oblasti ještě na prvky mimo a uvnitř celkové ZV. Obvody mimo smyčku řešíme jako derivační ( hloubky) nebo integrační ( výšky) a ZV je nijak neovlivní. Je-li jich více stejného typu, pak je vhodné „ příděl“ decibelů rozdělit dle fyzikální úvahy. Na vstupní článek přidělíme raději větší počet dB aby vyšel šumově výhod-nější malý kondensátor ( ne s elektrolytickým dielektrikem). Vstupní oddělovací kondensátor C1 ( volíme PdB = 1,5 dB) C1 = (1 / ωd.Rs1) . [ 1/ 10 exp( 0,1.PdB -1) - 1 )] = 90 nF. kde .... Rs1 = Rg + Rin skut = 114 kΩ . Podobně C3 = pro volený útlum -0,5 dB ... C3 = 280 nF, použijeme elektrolyt 0,5 µF. Bootstrapový kondensátor C2 vyhoví o minimální kapacitě 100µF. Horní lomový kmitočet článků mimo smyčku ZV je tvořen RC členy na vstupu a výstupu. Vstupní integrační článek ωh1 = 1/ Cp1.Rp1= 8.106 rad/s, ... fh1 = 1,27 MHz. kde... Cp1= Cin skut , Rp1 = Rg// Rin skut . Je to hodnota velice vysoká, zesilovač by byl nežádoucně citlivý na celé pásmo středních vln. Použijeme tedy snížení tohoto kmitočtu na hodnotu cca 30 kHz. Stačí paralelní připojení kon-densátoru cca 1,3nF ke vstupním svorkám. Lomový kmitočet výstupního integračního článku ωh3 = 1/Cp3.Rp3 = 3,8.106 rad / s . ... fh3 = 0,6 MHz. Na výstupu už tato hodnota tak nevadí a asi ji ponecháme.

40

Podobně určíme i lomové kmitočty uvnitř smyčky ZV s tím, že pokud jsou určeny zdánlivými hodnotami ( nejčastěji na výškách) je jejich hodnota násobena stupněm ZV o velikosti Nc . Velice důležitým bodem návrhu, který je nutný i při počítačovém návrhu je kontrola stability proti oscilacím. Vyšetřujeme tak v obou možných postupech ( ruční a počítačová analýza) rozpojenou ( otevřenou) smyčku ZV . Např. pro horní okraj kmitočtového pásma a ruční ana-lýzu lze náš obvod překreslit do tvaru dle obr. 4-21.

Obr. 4-21. Přenos v rozpojené smyčce ZV pro vysoké kmitočty Aby byl obrázek srozumitelný, jsou tam naznačeny i jednotlivé elektrody tranzistorů. Integrační článek mezi prvním a druhým stupněm Rp1 = Rout1// Rin2 = 27 kΩ . Cp1 = Cout1 + C in2 = 6,5 pF. ωh1 = 1/ Rp1.Cp1=5,6.106 rad/s. . . . fh1 = 0,9 MHz. Článek mezi druhým a třetím stupněm Rp2 = Rout2 // Rin3 = 15Ω . , Cp2 = Cout2 + Cin3 = 218 pF. ωh2 = 306.106 rad/s . . . fh2 = 48 MHz. Článek mezi druhým a třetím stupněm Rp3= Rout3// Rin4 = 2,8kΩ , Cp3 = Cout2 + C in4 = 76 pF. ωh3 = 4,7.10 6 rad/s. . . . fh3 = 0,75 Mhz. Posloupnost lomových kmitočtů je následující : 0,75MHz, 0,9 MHz a 48 MHz. Nejnižší kmitočet tj. 0,75MHz má být dominantní, ale další v pořadí je přiliž blízko. Takto by bylo velice obtížné zajistit stabilitu . Musíme od sebe oddálit oba nejnižší kmitočty. Zvy-šovat druhý v pořadí je obtížné ( nutno výrazně „zlepšit“ kmitočtové vlastnosti). Jednodušší je „zhoršit“ menší z obou ( 0,75 MHz) . Máme velkou rezervu a tato možnost je tedy výhod-ná. Dále musíme určit přenos v rozpojené smyčce βc . Auc´= 3.10-3 . 2992 = 8,97 tj. 19 dB. Aby byl obvod stabilní s předepsanou bezpečností , musíme určit kmitočet nejnižšího lomu tak, aby u druhého v pořadí tj. u kmitočtu 0,9 MHz byl pokles přenosu prvního ( hledaného) alespoň těchto 19 dB. Pro logaritmické vyjádření lze dokázat z principu podobných trojúhelníků, že pokles na da-ném kmitočtu je -viz lit.[1] PdB = 10.log ( 1+ω2.Cp

2.Rp2) = 10.log (1 + f2 / fh

2). (4.62)

41

A z toho pro známé PdB ( zde 19 dB) můžeme určit hledaný kmitočet f a první lom 0,75MHz na tento kmitočet snížit ( třeba přídavným paralelním kondensátorem nebo zvětšením průcho-zí kapacity ). Pro náš případ vyhoví nový kmitočet fh1 o hodnotě cca 30 kHz. Situace před a po zásahu je naznačena na obr. 4-22.

Obr.4-22. Přenos v rozpojené smyčce ZV pro číselný příklad Při počítačové analýze bude výhodné provést i citlivostní analýzu pro tolerance zisku zesilo-vačů (tranzistorů), stárnutí elektrolytických kondensátorů atd. I u driftového posuzování se může stát, že obvod je nestabilní tj. dochází k inverzi znaménka „pomaloběžné“ antidriftové vazby z žádané záporné na kladnou. Pak by obvod měl tendenci se tepelně „rozjíždět“ a byl by nepoužitelný. Někdy se tato nestabilita projeví pomaloběžnými kmity soustavy, které ně-kdy označujeme jako „motorování“. V podrobném návrhu tohoto obvodu by neměla chybět ani úvaha o nutné filtraci napájecích obvodů a jednotlivých filtračních členů. Podrobnosti jsou např. v [ ] str. 101 a v lit. [ ]. U strojního řešení stability musíme u zadaného schématu zapojení chytře rozpojit obvod cel-kové ZV (nebo driftové ZV při vyšetřování tepelné stability) tak, aby se klidové poměry nezměnily. Někdy je nutno některé svorky ošetřit zapojením příslušných odporů, některé svorky musíme podložit dodatečným stejnosměrným zdrojem o napětí daném AV analýzou atd. Důležitý poznatek je ten, že v místě rozpojení nám vznikne na jedné straně vstup, na dru-hé straně výstup rozpojené smyčky ZV. Většina počítačových programů typu MicroCap a PSpice nám pak obvykle zobrazí modulovou a fázovou charakteristiku v Bodeho linearizova-ném provedení. Bodem kontroly je inverze fázové charakteristiky z obvyklých 180° na 0° a k tomu příslušející hodnota modulové charakteristiky. Ta by v tomto bodě měla být bezpečně pod 0 dB. Dochází k tzv. inverzi znaménka zpětné vazby z původně obvykle záporné (inver-tující zapojení) na kladnou (neinvertující zapojení). 4.11. Vícestupňové korekční zesilovače Máme nyní velice častý úkol navrhnout zesilovač s předepsanou modulovou charakteristi-kou. Realizace už byla dříve naznačena a jde v podstatě o rozbor známého Blackova vzorce pro tuhou zápornou ZV. Au(ω) ´ = Au(ω) / [1+β(ω) . Au(ω) ] a to pro tuhou ZV lze upravit na Au(ω)´ ≅ Au (ω) / β(ω) . Au(ω) . (4.63)

42

Z toho je vidět, že korekční zásah v přímé větvi je nefunkční - vazba se jej úspěšně snaží zlikvidovat a jediné řešení dostaneme po nabízejícím se zkrácení. Tedy Au(ω)´≅ 1 / β(ω) . (4.64) Praktický návod k řešení požadované modulové charakteristiky: Chceme-li vyrobit určitou kmitočtovou modulovou charakteristiku, pak musíme obvodu zajistit dostatečně tuhou zápornou ZV (o stupni alespoň N=10) a do zpětnovazební smyčky zapojíme takový korekční obvod, který má reciprokou přenosovou modulovou charakteristi-ku k požadované.Výhodou je opět obvod, který inverzně nabízí splnění požadované korekční charakteristiky – obvody lze najít v oblíbených publikacích typu „katalog funkcí“. Je výhodné použít logaritmicky (tj. v dB) kreslené charakteristiky. Přímka zůstává přímkou a hlavně při asymptotickém způsobu kreslení je problém snadno řešitelný. Navíc existuje několik publikací(katalogů funkcí - Zverev: Handbook of filters synthesis, J.Wiley, N.Y. 1967 a Christian, Eisenmann: Filter design and graphs, Wiley and sons N.Z. 1966 a mnoho dalších a novějších). Nejběžnější korekční obvody jsou na dalších stánkách v tabulkách. Jako příklad uvedeme korekční obvod pro gramofonovou rychlostní přenosku dle normy RIAA . Na obr.4-23. je naznačen požadavek, na sousedních obr. 4-24 možné řešení.

Obr.4-23. Korekce RIAA Obr.4-24. Korekční obvody pro RIAA Nejčastěji používáme zapojení dle obr. 4-24a a řešení je publikováno např. v časopise Fun-kechnik 1968, č.20 str. 769 a v [ ] str. 104. Přenosové vlastnosti často používaných RC článků

43

44

45

46

5. Operační zesilovače (OZ) v nízkofrekvenční elektronice Jsou to velice užitečné a oblíbené součástky, které kvalitně a přitom levně umožňují realizo-vat celou řadu obvodů v nf technice. Technologicky je většina OZ realizována monolitickou technologií, menšina hybridní. Hlavními parametry OZ jsou : a) Zesílení OZ - je to poměr „pomalé“ změny výstupního napětí ku změně vstupního napětí mezi oběma diferenciálními vstupními vstupy. Dosahuje hodnot Ao = 104 až 106 tj. 80 až 120 dB. b)Diferenční vstupní odpor Ri naměříme mezi oběma vstupními svorkami. Pro OZ s bipolár-ními tranzistory bývá asi 300 kΩ , u unipolárních až 109 Ω. c) Výstupní odpor Ro (vnitřní odpor výstupní svorky) bývá kolem 100Ω. d) Vstupní klidový proud IIB je střední hodnota ss proudu tekoucí mezi oběma vstupními svorkami a zemí při nulovém vstupním signálu. Běžně bývá 10 až 100 nA, u FETů na vstupu i pod 1 nA. e) Napěťový ofset ( napěťová nesymetrie vstupů) αUIO je to napětí, které je nutno přivézt ke vstupním svorkám aby výstupní napětí při symetrickém napájení bylo nula. f) Proudový ofset ( proudová nesymetrie vstupů) αIIO je rozdíl proudů, které musíme přivést do vstupů, abychom nastavili nulové výstupní napětí (při symetrickém napájení). Běžná hod-nota je 1 až 100 nA. g) Napěťový drift ( nestálost napěťové nesymetrie) - drift napěťového ofsetu je změna nesy-metrie při nejčastěji změně teploty . Běžně bývá ∆αUIO cca jednotky µV / K. h) Proudový drift ( nestálost proudové nesymetrie) - drift proudového ofsetu je dán změnou proudové nesymetrie nejčastěji s teplotou. Běžně ∆αIIO bývá řádu pA / K. ch) Šum OZ má stejnou fyzikální podobu jako drift napěťového ofsetu s tím, že je obvykle spektrálně vyšší - cca nad 10 Hz. Jinak řečeno drift je šumová složka pod cca 1Hz. i) Činitel potlačení soufázového signálu CMR(R) nebo krátce CMR (Common Mode Rejec-tion Ratio) vyjadřuje míru nežádoucího přenosu signálu na výstup při buzení obou diferenč-ních vstupů soufázovým signálem ( oba vstupy paralelně) k obvyklému protifázovému buzení vstupů CMR(R) = 20.log ( Ao / A CM ), (5.1) kde: Ao je zesílení vlastního OZ při diferenčním buzení ACM je zesílení při soufázovém buzení. Dobré OZ hlavně tzv. přístrojového typu mají CMR až 160 dB. j) Citlivost napěťové nesymetrie na změnu napájecího napětí SVR(R) (Supply Voltage Reje-ction Ratio) . Obvyklá hodnota je 1 až 100 µV / V.

47

k) Rychlost přeběhu SR (Slew Rate) udává rychlost změny výstupního napětí (časovou deri-vaci) při skokové změně vstupního signálu. Je to projev vnitřní integrace tedy konečného (a obvykle dosti nízkého) horního mezného kmitočtu OZ. Běžná hodnota je kolem 1 V /µs. Často je nutno tento údaj upřesnit udáním velikosti nastaveného zesílení obvodu s OZ. 5.1. Základní obvody s OZ Literatura k tomuto tématu je bohatá, lze doporučit [16],[14],[13] a další. Invertující zesilovač - obr. 5-1. Budeme předpokládat, že vlastní OZ má veliké zesílení i vstupní odpor ( blíží se ideálnímu). Pak bod S se chová jako tzv. virtuální (zdánlivá) zem. Je na něm nulové signálové napětí a neteče jím žádný proud. Pak platí i1 = u1 /R1 a také i2 = - u2 / R2. Jelikož musí být i1 = i2 ( proud bodem S je nulový) AIC = u2/u1 = - R2 / R1 . (5.2) Potom např. pro napěťový invertor s hodnotou AIC =-1 ... R2 / R1 =1 a R1 = R2 . Činitel ZV pro tento případ pak bude β = 0,5. Zapojení z obr. 5-1 má zápornou napěťovou paralelní ZV tj. má malý vstupní i malý výstupní odpor.

Obr.5-1. Invertující zesilovač Obr.5-2. Neinvertující zesilovač Vstupní odpor inverujícího zapojení je ( je to nepravý bootstrap - viz dříve) RinN = R1 + R2 / ( 1+Ao ) ≅ R1 . (5.3) Výstupní odpor díky napěťové ZV RoutN = Ro / N. (5.4) Může dosahovat velice nízkých hodnot ( mΩ ) - zapojení pro další obvody představuje zdroj napětí. b) Neinvertující zesilovač - obr. 5.2 Bude-li napětí signálu v bodě S nula a rozdíl napětí mezi oběma diferenčními vstupy také nula, musí platit

48

ANC = u2 / u1 = ( R1+R2) / R1 = 1+R2/R1. (5.5) Pro napěťový sledovač s ANC = +1 .... 1+R2/R1 = 1 .... R1 →∞ , nebo R2 = 0. Obvod má zápornou napěťovou sériovou ZV a tedy bude mít také malý výstupní odpor jako předchozí obvod, ale naopak velký vstupní odpor. RinN = RI . N = RI . Ao / ANC . (5.6) RoutN = Ro / N. (5.7) c) Sečítací (sumační) zesilovač - obr.5-3 provádí v bodě S analogový vektorový součet vstup-ních signálů. Zpracování jednotlivých vstupních příspěvků je autonomní, přenosy z jednotli-vých vstupů mohou být různé, zkrat na kterémkoliv ze vstupů neovlivní další vstupy. Nevý-hodou tohoto zajímavého zapojení je ta skutečnost, že virtuální zem S má charakter sběrnice, může být konstrukčně dosti rozměrná a je velice citlivá na indukování rušivých napětí ( brum). Nehodí se proto přiliž např. pro směšovací ( mixážní) pulty a podobná zařízení. Podle vztahu pro invertující zapojení (5.2) u2 = - ( u1.R2/R1 +.....+ un . R2/Rn) (5.8) a tedy také Aun =-R2 / Rn . (5.9) b) Rozdílový ( diferenční) zesilovač - obr 5-4.

Obr.5-3. Sumační zesilovač Obr.5-4. Diferenční zesilovač I když je pravda, že OZ se svými dvěma rozdílovými vstupy by měl být pro funkci diference přímo předurčen, je nutno konstatovat, že přímé použití není moc vhodné. Vadí značně roz-dílný vstupní odpor obou vstupů ( invertující malý, neinvertující velký) a dále to, že zesílení neinvertujícího vstupu je dle vztahů ( 5.2) a (5.5) o jedničku různé .To lze napravit přídavným děličem z odporů R3 a R4. Současně lze upravit (snížit) i vysoký vstupní odpor tohoto vstupu. Lepší vlastnosti má ale obvod dle obr. 5-5, který je znám jako rozdílový přístrojový zesilovač a v této podobě je dodáván v obou běžných technologiích.

49

Obr.5-5. Přístrojový rozdílový zesilovač Pro obvod z obr. 5-5 platí Aud = 1 + 2.R2 / R1 . (5.10) Poznámka: Značně rozšířené je použití OZ pro aktivní filtry všech možných druhů. Jelikož je tento obor na našem ústavu specializovaně vyučován, v této práci se jimi nebudeme zabývat. 5.2. Některé dynamické vlastnosti OZ. a) Mezní kmitočty OZ. Ve srovnání s obvody s diskrétními prvky jsou mezní kmitočty oby-čejných hlavně monolitických OZ velice nízké. Obvod je „pomalý“ a má velikou snahu inte-grovat nf signál. Výrobci nejčastěji udávají tři mezní kmitočty: 1) Kmitočet prvního lomu fo - bývá u běžných OZ řádově 20 Hz. Od tohoto kmitočtu zesíle-ní Ao klesá obvykle se směrnicí -20dB/dekádu až do kmitočtu f1. 2) Kmitočet pro jednotkové zesílení f1 ( Ao =1 tj. 0 dB). Je to naprostý konec aktivní činnosti OZ. Běžně bývá nad 3 MHz, ale i mnohem více. 3) Kmitočet „ pro plný výkon“, výkonová šířka pásma . Je definován pomocí rychlosti přebě-hu SR. Toto dynamické omezení lze definovat buď napěťově nebo proudově. Napěťová definice při harmonickém signálu SR = du2 / dt a pro harmonický signál u2 = U2 . sin ωt bude po provedení derivace SR = U2.ω.cos ω t kde člen U2.ω má povahu amplitudy rychlosti přeběhu. Tedy

50

SRM = U2 .ωp = U2 .2π. fp . (5.11) Tato velice důležitá rovnice říká, že pro danou hodnotu SRM musí být součin amplitudy výstupního napětí a hledaného omezujícího kmitočtu konstantní. Rovnice praví, že „buď na-pětí nebo kmitočet“ . Proto je činnost OZ (ale i jakýchkoliv jiných zesilovačů) hlavně na vy-sokých kmitočtech co do dosaženého rozkmitu signálu silně limitována. Pokud tuto podmínku nedodržíme, je vlastní SR zesilovače nedostatečné a výstup nestačí signál sledovat. Typic-kým zkreslením je deformace původní sinusoidy na pilu s limitovanou hodnotou SR tj. s omezenou strmostí. K této „proměně“ ale může dojít i z daleko vážnějších, nelineárních pří-čin: pokud je některý stupeň uvnitř struktury OZ přebuzen (a to nedá mnoho práce), pak vstu-pující sinusovku omezí na přibližně obdélníky. Pomalá struktura OZ je integruje a výsledkem je opět pila! Podle vzorce (5.11) bývají často udávány použitelné šířky pásma. Nad tento kmitočet (často bývá kolem 150kHz) začne prudce růst harmonické zkreslení THD. Žádoucí je pracovat na kmitočtech cca 10x menších jak fp. Proudová definice omezení rychlostí přeběhu ( pro libovolný průběh). Na výstupu sledovaného OZ je vždy připojena nějaká kapacita (korekce, kabely atd.), takže náš zesilovač musí tyto kapacity „přebíjet“ na jiné napětí a k tomu potřebuje dodat proud. Běžné OZ monolitického provedení mají výstupní proud omezen na cca 5mA, hybridní někdy 20mA. Lze použít i tzv. proudové posilovače , drivery - viz [13]. Pak SR = du2 / dt = dUc / dt = dQ/(dt.Cc ) = d(I2.t) / Cc.dt . A tedy SRM = I2M / Cc . (5.12) U zkoumaného obvodu může zasáhnou dříve napěťová nebo proudová „nemohoucnost“ OZ. Samostatným problémem je fázová kompenzace obvodů s OZ ( zabezpečení proti kmitání). Je dobře řešená v [15] a [14]. Zde jen uvedeme, že existují tři základní metody:

a) Úprava vstupní impedance (širokopásmová korekce) , b) Korekce na vnitřních bodech obvodu (pokud jsou vyvedeny - urychlující korekce) c) Korekce na vstupu OZ (zpožďující, integrační) korekce.

Nejčastěji použijeme korekci doporučenou aplikačními listy výrobce. 6. Korekce a korekční zesilovače Slouží na rozdíl od už vzpomenutých korekčních vstupních zesilovačů k zákaznické úpravě modulové charakteristiky za chodu zařízení a tím k individuálnímu (někdy dosti škodícímu) upravení vlastností soustavy. Lze tím přizpůsobit poslech např. akustickým vlastnostem po-slechového prostoru, kvalitě některých komponentů a pod. Tak se liší některé komerční zaří-zení se spoustou ekvalizérů, filtrů a často i digitálních upravovacích obvodů a jiných od „pu-ristických“ zařízení s přísně lineární charakteristikou.

51

6.1. Pasivní korektor hloubek - obr.6-1.

Obr.6-1. Pasivní korektor hloubek Obr.6-2. Modulové charakteristiky Umožňuje regulaci dolní poloviny akustického pásma s přidáváním i ubíráním přenosu s pro-měnnou strmostí do 20dB/dekádu s přibližně konstantním dělícím kmitočtem. Je to tedy typická regulace s proměnnou strmostí a stálým dělícím kmitočtem, mimochodem našemu uchu dosti příjemná. Střední přenos naznačeného obvodu KsH = R2 / (R2+R1´) , kde R1´= R1 + Rg. (6.1) Aby byla modulová charakteristika nezvlněná, musí být i přenos vnitřního kapacitního děliče stejný (stejné časové konstanty) R1´.C1 = R2.C2 (6.2) a tedy KsH = C1 / ( C1 + C2). ( 6.3) Z obr. 6.2 je vidět, že KcdB = H(+) + D. ( 6.4) Pro velmi nízké kmitočty (limitně nula) jsou reaktance kondensátorů velké a neuplatní se. Pro jezdec potenciometru v horní poloze - obr.6-3a KH+ = (R2 + P1) / ( R2 + P1 + R1´). (6.5) Naopak v dolní omezovací poloze jezdce potenciometru -obr.6-3b KH(-) = R2 / (R2 + P1 + R1´). (6.6) Takto máme určeny tři důležité vodorovné hladiny v obrázku 6-2.

52

Abychom zjistili průběh modulu pro jakoukoliv frekvenci bude dle obr.6-3 a pro horní -zdůrazňovací polohu jezdce potenciometru K(+) = (R2+p.P1.R2.C2+P1) / (R1´+p.P1.R1´.C2+R2+p.P1.R2.C2 +P1 ) = = (R2+P1+p.P1.R2.C2) / [ R1´+R2+P1+p.P1.C2.(R1´+R2)] . kde ...p = jω. Další postup dle metody v [11] je tento: vytkneme členy obsahující kmitočet tj. člen s členem p. Dostaneme hledaný přenos jako součin členu statického a druhého kmitočtově závislého. První člen pak má funkci limity celého vztahu pro f→0 . Formálně je tedy výsledek ve velice vhodném tvaru K(+) = Kho . K(ω) . Součin R.C v úplném vzorci je časová konstanta příslušného RC článku a tak lze psán K(+) = KHo .( 1 + p.τ1 ) / ( 1 + p. τ2 ) . (6.7) Srovnáním se vzorcem (6.5) dostaneme τ 1 = C2 . ( R2 // P1 ) a τ 2 = C2. [ P1 // (R1´+ R2 )] . (6.8) Přitom člen (1+ p.τ1 ) v čitateli vzorce (6.7) popisuje derivaci tj. růst čáry s rostoucím kmito-čtem, naopak dolní člen (1 + p.τ2) zase integraci tj. pokles čáry s růstem kmitočtu. Aby křivky měly žádaný tvar dle obr. 6-2 musíme předepsat poměr obou časových konstant. V našem případě chceme, aby čára šla nejprve „s kopce“ a pak se současnou činností obou členů vyrovnala, tedy τ1 << τ2 . (6.9)

Obr.6.3. Krajní polohy korektoru hloubek Pro dolní polohu dle obr. 6.3b bude podobně platit

53

K(-) = R2 / [ R1´+ R2 + P1 / ( 1 + p.C1.P1)] = KH(-) . ( 1 + p.τ3 ) / ( 1 + p.τ4 ). (6.10) kde bude τ3 = C1 . P1 a τ4 = C1.( R1´ + R2 ) (6.11) Pro žádaný charakter čáry musíme zajistit τ3 > τ4 . (6.12) Obecná poloha jezdce potenciometru je na obr. 6-4. Rozdělení dráhy potenciometru na dvě obecné části zajistí zvolený koeficient k ( 0 až 1 ). Pokusíme se nyní najít elektrickou polohu neutrálního „středu“ potenciometru. Obě časové konstanty musí být stejné ( kompensovaný dělič) P1.( 1 - k). C1 = P1 . k . C2 z toho C1 - k.C1 = k. C2 a tedy k = C1 / (C1+C2) = KsH (6.13) Obr.6-5 naznačuje spekulativní průběh dráhy potenciometru s tím, aby elektrický neutrální střed byl uprostřed mechanické dráhy potenciometru. Při lineárním průběhu (čárkovaně) by byla potlačovací funkce „nečitelně“ natlačena k dolnímu konci dráhy. Nutno použít logarit-mický průběh.

Obr. 6-4. Obecná poloha potenciometru Obr.6-5. Průběh odporové dráhy P1 6.2. Pasivní korektor výšek Obvyklé schéma zapojení je na obr 6-6, průběh modulu přenosu na vedlejším 6-7. Pomocný dělič z odporů R3 a R4 zajišťuje definovaný průběh přenosu na nízkých kmitočtech.

54

Obr.6-6. Pasivní korektor výšek Obr.6-7. Jeho modulová charakteristika Pro velmi nízké kmitočty platí KsV = R4 / (R3 + R 4 + Rg ) . (6.14) Pro krajní polohy zanedbáme vliv čárkovaně v obr. 6-8 naznačených součástek (předpoklá-dáme „isolační“ funkci potenciometru P2) K(+) = R4 / [ R4 + Rg + R3 / (1+p.C3 .R3 )] = KsV .(1+p.τ5 ) / (1+p.τ6 ) (6.15) kde... τ5 = C3.R3 a τ6 = C3.[ R3 // (R4 + Rg )]. (6.16) Zde musíme zajistit platnost nerovnosti τ5 > τ6 . (6.17)

Obr.6-8. Krajní polohy výškového korektoru Podobně pro potlačovací polohu K(-) = [R4/(R3+R4+Rg)] / [ 1+p.C4.R4.[ (R3+Rg) /(R3+R4+Rg)] (6.18) a to lze zjednodušeně psát

55

K(-) = KsV . 1 / ( 1+p.τ7 ) (6.19) a zde τ7 ≅ C4. (R3//R4) . (6.20) 6.3. Sdružený pasivní ( dvoupásmový) korektor vznikne spojením obou předchozích zapojení do kaskády. Tento obvod by ale měl jednu va-du: útlumy pro střední polohy by se v dB sečítali. To je zbytečné a daleko elegantní řešení je v tom, že dělič R3 - R4 u výškového korektoru nahradíme hloubkovým korektorem. Tak se nám střední útlum vyskytuje ve výsledku jen jednou. Někdy ještě mezi obě spojené části při-dáme „isolační“ odpor Ro . Je dobré, když je tento korektor napájen ze zdroje napětí (malé Rg ) a navíc vstupní odpor následujícího stupně bude velký - Rin2> Ro > R1 a také Rin2>Ro+P1.

Obr.6-9. Sdružený pasivní korektor Díky existenci odporu Ro nemá hloubkový korektor charakter děliče, ale je to zapojení do hvězdy. Bez odvození uvedeme přepočtové vztahy pro náhradu hvězdy trojúhelníkem Rt1 = R1+Ro+ R1.Ro / R2 , Rt2 = R2+Ro+R2.Ro/R1 , Rt3 =R1+R2+R1.R2/Ro . (6.21) Při návrhu je hloubkový korektor dominantní a výškový se musí přizpůsobit. Číselný příklad na sdružený pasivní korektor. Navrhněte obvod dle obr. 6-9 s těmito vlastnostmi: H(+) = H(-) = 20dB, Rg = 50Ω , fs=1kHz. Horní i dolní lomové kmitočty nemusí být zadány, neboť při známé strmosti čáry jsou jedno-značně dány. V našem případě se budou lišit od středního právě o dekádu. Hloubková část - pro „napěťové“ napájení musíme zajistit R1+R2 = cca 20.Rg = 1kΩ . Volíme nedoregulovaný zbytek D = 3dB a z toho KsdB = D + H(+) = 23dB a tedy KsH=0,084. Z rovnice (6.1) pro Rg→0

56

R2 = KsH .( R1+R2) = 82Ω Z podmínky pro napěťové napájení R1 = (R1+R2) - R1= 918Ω volíme v řadě 910Ω . Ze vztahu pro KH(-) (6.6) určíme velikost potenciometru P1 = [R2 - KH(-) .(R1+R2)] / KH(-) = 7,2 kΩ . Použijeme P1 = 10kΩ . Zde dosazujeme za KH(-) ≅ 0,01 tj. cca -40 dB. Zkontrolujeme nedoregulovaný zbytek KH+ = 0,92 tj. D = 0,75 dB což pochopitelně nevadí. Podle vzorce ( 6.8) pro τ1 je kmitočet lomu ωsH+ = 5.103 rad/s C2 = 2,4 µF, použijeme např. hodnotu 2µF ( ne elektrolytický) typ TC 180. Z rovnice (6.2) C1 = 0,16 µF , použijeme hodnotu 0,15 µF. Dále provedeme kontrolu lomových kmitočtů fsH(-) = 1050 kHz, fdH(-) = 100 Hz, fdH+ = 80 Hz což vyhovuje. Elektrický střed korektoru pro rovný průběh charakteristiky dle (6.13) k = C1 / (C1+C2) = 0,07 tj. 700 Ω od začátku odporové dráhy. Oddělovací ( isolační) odpor Ro dle tvrzení v kapitole 5.3 Ro = cca 5.R1 = 4k7. Požadovaný vstupní odpor následujícího stupně vyjde cca 50 kΩ a to jde snadno splnit. Výšková část korektoru - transformace hvězda - trojúhelník dle vztahů ( 6.21) Rt1 = 57 kΩ , Rt2 = 5,1 kΩ , Rt3 = 1 kΩ . Odpor Rt3 je paralelně ke generátoru a ve výpočtu se neprojeví. Střední lomové kmitočty výš-kového korektoru zvýšíme o cca 10% proti hloubkové části, abychom zajistili „ pásmo klidu“. Pro fsV = 1,3kHz bude dle (5.16) C3 = 2,2 nF a lomový kmitočet fdV+ = 15,5 kHz což vyhovuje. Pokud ve vztahu pro přenos výškového korektoru nahradíme odpory R3 a R4 transformova-nými hodnotami Rt1 a Rt2 dostaneme Ks = 0,08 a to je hodnota blízká přenosu hloubkové čás-ti. Pro případ, že ωsV(-) = ωsV+ dostaneme

57

C4 = 28 nF , použijeme např. hodnotu 33 nF. Tento příklad lze pochopitelně s výhodou řešit i počítačem. 6.4. Aktivní (zpětnovazební) korektor Tento obvod je v literatuře znám jako Baxandallův korektor a vznikne zapojením sdruženého korektoru dle obr. 6-9 do zpětnovazební větve nejčastěji operačního zesilovače. Lze jej reali-zovat i s jednostupňovým zesilovačem v zapojení SE. Řešení tohoto obvodu klasickými „ruč-ními“ metodami je sice v principu možné (použijeme princip superpozice a výsledek získáme jako sumu tří dílčích průchodů signálu). Daleko lepší je pochopitelně použití počítače, kdy bez problému lze provést zjištění vlastností hotového obvodu, tedy analýzu. Podstatně efektnější je ovšem syntéza tj. návrh velikostí součástek zvoleného zapojení na zadané vlast-nosti. Je to úloha nesrovnatelně obtížnější a na zdejším VUT řešena pomocí „domácích“ pro-gramů původně ADO -3, později COCO a dnes SNAP. Výsledky jsou obvykle ve značně ne-přehledné podobě a práce s nimi není lehká. Častěji proto slevíme z našich požadavků a spo-kojíme se s analýzou. Tu můžeme s výhodou doplnit variací velikostí některé součástky a podobnými celkem „bezbolestnými“ zásahy, které významně zrychlí naši práci. Zde se jen omezíme na uvedení schéma zapojení - obr. 6-10.

Obr.6-10. Aktivní ( zpětnovazební) sdružený korektor Podrobnější úvahy o řešení těchto obvodů jsou např. v dřívějších verzích těchto skript. Výsledné charakteristiky mají ale jiný charakter, než dříve řešený pasivní sdružený korektor dle obr. 9-9. U tohoto obvodu jsme už vzpomenuli, že regulace má charakter změny směrnice výsledné charakteristiky při prakticky konstantních dělících kmitočtech. U obvodu dle obr. 6-10 je regulace jiná: má i v mezipolohách prakticky stejnou strmost 20dB/dekádu a výrazně mění lomové kmitočty. Kupodivu subjektivní vjem našeho sluchu se lépe vyrovnává s cha-rakteristikami „obyčejnějšího“ pasivního korektoru. 6.5. Vícenásobné ( pásmové) korektory Slouží k velice razantní úpravě přenosové charakteristiky, kterou je lépe svěřit do rukou od-borníka. Jinak někdy napáchá dosti zla. Díky požadované vysoké směrnici nelze obvykle po-užít sluchově příjemné obvody s minimální fází a tak se zde setkáme s resonančními obvody (nejčastěji sériovými) a se čtyřpóly typu přemostěné nebo dvojité „T“ atd. Použití těchto ob-vodů (někdy jsou též označovány jako grafické korektory nebo ekvalisery) je plně namístě při

58

ozvučování pořadů (koncertů), při práci v činoherních studiích a pod. Pro „úpravu“ hotové hudby je jejich použití sporné. Velkou vadou je to, že i při zdánlivém nastavení všech korekč-ních ovládačů do střední, neutrální polohy je v nejlepším případě modulová charakteristika celkem rovná, ale fázová charakteristiky bývají značně „divoké“. Tím je dán i nevhodný prů-běh skupinového zpoždění ( je to derivace fázové charakteristiky podle kmitočtu) a náš sluch si tuto skutečnost nedovede vysvětlit jinak, než jako dojem harmonického zkreslení nečekaně velkých hodnot . Nejčastěji používané schéma zapojení je na obr. 6-11 - vlevo s operačním zesilovačem, vpra-vo je klasické zapojení jednoho článku od firmy Grundig. Řešení těchto obvodů je popsáno např. v lit.[1], ve Sdělovací technice 1966 č.1 atd. Při kon-krétním návrhu musíme rozhodnout o počtu a kmitočtovém středu jednotlivých filtrů. Běžný počet je 3 nebo 5 pásem, které mají konstantní násobící koeficient středních kmitočtů. Existují i podstatně větší počty pásem, pro rozhlasová činoherní studia se používá 10 pásem s oktávo-vým dělením (násobení číslem 2), pro měřicí účely firma Briel§Kjaer nabízí třetinooktávové filtry s počtem 36!. Při běžném počtu 5 se často používá dělení kmitočtů v řadě 40 Hz, 200 Hz, 1 kHz, 5 kHz a 16 kHz, kdy u posledního je z fyziologických důvodů použit menší kmi-točtový odstup (nad cca 5 kHz ucho už téměř nepozná oktávu). Co se týče požadovaného po-tlačení nebo zdůraznění jednotlivých pásem obvykle postačí hodnota cca 10dB (asi 1:3). I tak vzhledem k relativně úzkému pásmu je efekt dosti výrazný.

Obr.6-11. Pásmový korektor s operačním zesilovačem a tranzistorem Nejčastější slabinou těchto pásmových korektorů je praktická nemožnost získání mírně a line-árně rostoucí modulové charakteristiky v mezipolohách ovládačů. I řešení těchto poloh bez počítače je prakticky neproveditelné. Úspěch našeho snažení totiž závisí na volené štíhlosti (činitele kvality ) jednotlivých filtrů a to představuje téměř deskriptivní úkol. V uvedené lite-ratuře je tento geometrický úkol obvykle řešen za značných zjednodušení. Např. je určen me-zilehlý kmitočet mezi dvěma sousedními pásmy jako geometrický průměr obou kmitočtů a na tomto „středním“ kmitočtu se volí poloviční zdůraznění či útlum než maximální. Výsledek je sice nepřesný, ale obvykle použitelný. Zde se z časových důvodů konkrétním řešením nebu-deme zabývat a odkazujeme na uvedenou literaturu.

59

7. Zvláštní zesilovače Zde máme na mysli obvykle obvody sloužící ke zlepšení komfortu obsluhy a zlepšení vlast-ností (odstupu S/N) u analogových zesilovačů. Patří sem zesilovače typu kompresor, expan-dor, limiter a řada analogových reduktorů šumu. Podrobný popis je v [15] a v [1] str. 147. Základem je nejčastěji obvod typu VCA (Voltage Control Amplifier) , tedy zesilovač s říze-ním zesílení pomocí napětí na řídicím vstupu. Popisovaná zařízení mohou být tří typů a) Řízení zesílení v závislosti na amplitudě zpracovávaného signálu. Měníme vlastně strmost přenosové charakteristiky u2 = f(u1) při snaze o linearitu této závislosti. b) Řízení závisí jak na amplitudě, tak i na spektrálním rozložení energie. c) Řízení jako v bodě b), ale celé spektrum signálu je rozděleno na řadu navazujících pásem. Úkolem obvodů samostatného řízení zesílení SŘZ je nejčastěji 1) Transformace dynamického rozsahu signálu . Je to buď stlačení ( komprese) nebo roztaže-ní (expanze) dynamiky. Velice často jsou v akustickém řetězci použity v různých místech zařízení oba typy, a pak používáme společný název kompandor. 2) Ochrana signálové cesty před přebuzením (v rozhlase se říká přemodulování). Jsou to nej-častěji obvody typu limiter. Je to kompresor se „zpožděním“ tj. pracující až po překročení určité, často nastavitelné, hodnoty. 3) Odstranění nedokonalosti nf zařízení. Např. při rytí analogových „černých“ desek se na záznamové straně dynamika kompresorem sníží, na reprodukční straně opět zvýší na původní hodnotu. Takto pracuje např. soustava CX. Zavedeme pojem činitel komprese, kompresní poměr E = log u2 / log u1 . ( 7.1) Na obr. 7-1 je naznačena situace, kdy pro kompresor dostaneme E < 1 a naopak pro expander bude E > 1. Rovnici (7.1) můžeme tak přepsat na tvar u2 = u1

E . (7.2

Obr.7-1. Přenosová charakteristika zvláštních zesilovačů Velice kritickou a ostře sledovanou vlastností těchto obvodů jsou reakční doby náběhu a od-běhu, které při nevhodné velikosti způsobují rušivé přechodové děje typu dýchání, šumová vlajka a pod. Složitější obvody mají proto často automaticky proměnné přechodové doby a řídí se podle povahy dynamických změn původního signálu.

60

Velice výrazně jsou tyto rušivé děje potlačeny dělením spektra do navazujících kmitočtových pásem. Realizace obvodů typu SŘZ dnes s výhodou provedeme nabízenými operačními zesi-lovači typu VCA. Je dobré si uvědomit, že takovéto řízení zisku je vlastně amplitudová mo-dulace se vznikem dvou postranních pásem. Někdy se proto tyto obvody řeší jako vyvážené s potlačením vlastního řídicího, zde vlastně modulačního signálu. 7.1. Zařízení na redukci šumu v analogových zařízeních Reduktory šumu lze dělit podle několika hledisek. a) Podle počtu aplikací při zpracování jsou to obvody jednocestné (zásah je jen při záznamu nebo jen při reprodukci) a komplementární (obvykle při záznamu komprese, při reprodukci expanze signálu). Příkladem jednocestného zařízení jsou obvody typu šumová brána (noise gate), DNS, DNL, ANS, DNR, De Noiser ( Kenwood) atd. Dnes mají jen malý význam. Používanější jsou soustavy komplementární jako CX pro gramofonové desky, řada soustav Dolby, dBx, Telcom ( Highcom) , ANRS a další. b) Podle závislosti na vlastnostech signálu jsou obvody statické ( přenos je nezávislý na sig-nálu a je dán jen konstrukcí) a dynamické (přenos je závislý na velikosti či spektrálních vlastnostech signálu). Do statických soustav patří různé šumové a hlukové filtry, korekce RI-AA, preemfáze a deemfáze u VKV FM vysílání atd. Do dynamických soustav řadíme kom-presory, expandory , Dolby reduktory atd. Soustavy mohou být i komplementární, kdy je dy-namickým způsobem na „vysílací straně“ provedena komprese a opět dynamickým způsobem na „přijímací“ straně expanse signálu. Komplementární dynamické soustavy mohou být vysokoúrovňové, nízkoúrovňové nebo kombinované. Vysokoúrovňové ponechávají beze změny malé úrovně a ovlivňují jen úrovně vysoké. Typickým představitelem vyskoúrovňové soustavy je hlavně v rozhlase oblíbená soustava TelCom (firma Telefunken). Častější jsou soustavy nízkoúrovňové, nejznámější jsou modifikace firmy Dolby i když některé lze řadit do soustav kombinovaných (C, SR a S). Díky největšímu rozšíření se budeme dále zabývat převážně soustavami Dolby. Podrobnosti o ostatních lze nalézt např. v [15]. První operace se signálem na straně „vysílací“ je komprese signálu tj. snížení dynamiky smě-rem „nahoru“ u nízkoúrovňových systémů, nebo naopak „dolů“ u vysokoúrovňových. Kom-prese může být provedena buď „nelineárně“ pomocí VCA, nebo častěji u firmy Dolby „line-árně“ pomocí přičítání signálu s použitím obvodu se záhadným názvem procesor (analogový) dle obr. 7-2 a 7-3. Pod názvem procesor zde rozumíme obvod citlivý na amplitudu, někdy i spektrum signálu.

61

Obr.7-2. Nelineární komprese VCA Obr.7-3. Lineární komprese Firma Dolby už před cca 40 lety navrhla na tehdejší dobu velice komplikovaný a dokonalý systém Dolby A se čtyřcestným kmitočtovým dělením kanálu s lineární kompresí ( event. při reprodukci s expanzí) dle obr. 7-4. Díky autonomnímu zpracování v dílčích pásmech jsou výrazně potlačeny přechodové jevy (dýchání) a obvod zaručuje velice dobrou hodnotu zlep-šení odstupu S/N o hodnotu až 15 dB. S výsledky činnosti tohoto obvodu se lze setkat u na-šich starších gramofonových nahrávek z let 70 až 83. Pro komerční použití byla hned záhy po uvedení Dolby A vytvořena zjednodušená „ půlpásmová“ soustava Dolby B- obr.7-5.

Obr.7-4. Dolby A Obr.7-5. Záznam u Dolby B U Dolby A je pro záznam použita poloha „komprese“, kdy limitéry v jednotlivých filtrova-ných cestách omezí příspěvek signálu jen na relativně nízké úrovně ( pod cca -40 dB) - projev nízkoúrovňové komprese. Využití sečítacích a odečítacích bloků v dolní části obr.7-4 svědčí o použití lineární komprese či expanze. Obvod Dolby B ovlivňuje jen polovinu nf akustického pásma nad kmitočty kolem 500 Hz (mírně klouzající - viz obr.7-5). Při snímání jsou přenosové charakteristiky opačné - nad dělí-cím kmitočtem klesají dolů. Opět je to nízkoúrovňová komprese. Dnes se pro komerční hlavně kazetové magnetofony nejčastěji používá soustava Dolby C. Na první pohled připomíná dva obvody Dolby B za sebou (v kaskádě). Rozdíl je v tom, že jeden dílčí systém je vysokoúrovňový a druhý nízkoúrovňový. Systém umožňuje zlepšení odstupu S/N o asi 15dB. Před asi 14 lety byla vytvořena v současnosti nejlepší profesionální soustava Dolby SR (Spectral Recording) . Podrobný popis je k dispozici např. v Technických informa-

62

cích ČS rozhlasu 1987 č. 55 a Sdělovací technika 1991 č.11 a 12. Systém tvoří kaskáda tří bloků - nízko, středo a vysokoúrovňový, první dva mají navíc dvě paralelní cesty (výškovou a hloubkovou) a každá z nich dle povahy signálu se přepíná na verzi s pevným kmitočtovým dělením nebo s klouzajícím rozhraním. Dá se říci, že obvod se velmi dokonale přizpůsobuje charakteru signálu tak, že poslech je vynikající a často překoná dojem z poslechu digitálního záznamu. Zlepšení odstupu S/N je i o více jak 20 dB. Soustava je ovšem značně složitá a pro-to i zde existuje komerční verze Dolby S. Jsou jí vybaveny lepší kazetové magnetofony a vý-sledek je velmi dobrý. Čistě vysokoúrovňové soustavy jsou např. Telefunken Telcom-C4 ( komerční verze High-Com) a produkty kdysi velmi nadhodnocené americké firmy dBx. Jejich popularita dnes ale dosti upadla.

Obr.7-6. Reduktor šumu Dolby C

Obr.7-7. Skupinové schéma soustavy Dolby SR ( Spectral Recording)

63

V současné době je spíše na místě zásadní otázka, zda má dnes cenu dále bádat na těchto otázkách. Je přece již zcela jasné, že i když to není bez problémů, budoucnost patří digitální-mu zpracování akustických signálů.

8. Koncové zesilovače Úkolem těchto zařízení je výkonové zesílení nf signálů nejčastěji pro napájení reproduktoro-vých soustav při buzení nevýkonovým signálem o úrovni často kole 300mV,u profesionálních zařízení 750mV při nesymetrickém a 1,55V při symetrickém napájení. Je požadováno velice nízké harmonické zkreslení THD, velká rychlost přeběhu SR a obvykle nízká hodnota vý-stupní impedance. Kupodivu nežádáme impedanční přizpůsobení zesilovače a zátěže protože vzhledem k nízkým pracovním kmitočtům signálu (velké vlnové délce) nehrozí vznik stojaté-ho vlnění a odrazů. Nízká výstupní impedance zesilovače naopak účinně tlumí eventuální vlastní kmity reproduktorů . Obvod se tedy chová jako zdroj napětí. Jelikož budeme pracovat s velkou hodnotou signálu nelze bohužel použít běžné výpočetní metody použité v oblíbených počítačových programech, které pracují obvykle s lineárními modely aktivních prvků. U vý-konových bipolárních i unipolárních tranzistorů nebyl dosud navržen použitelný model, často je nutno dokonce používat náhrady s rozprostřenými parametry a pod. Pokud mají některé běžně známé programy typu MicroCap nebo PSpice ve svých knihovnách tyto výkonové tranzistory, pak lze tyto výpočty použít jen pro malé rozkmity signálu obvykle jen v okolí klidového pracovního bodu. V této návrhové nouzi použijeme v této publikaci graficko-početní metodu s využitím skutečných VA charakteristik použitých součástek s tím, že řešení je platné jen pro nízké kmitočty kdy se neuplatní komplexní povaha impedancí i parametrů. Výhodou tohoto postupu ale je, že nevadí parametričnost a nelinearita uvedených součástek. Počítačovým postupem doplníme např. řešení stability v okolí klidového pracovního bodu apod. Vlastní realizace je pak odkázána na funkční vzorek a pracné pokusničení. Jako základní zapojení pro další úvahy budeme sledovat můstkový zesilovač a jednodušší verze z něho odvodíme.

8.1 Můstkový koncový zesilovač Schéma zapojení je na obr.8-1 a úmyslně zde nejsou označeny emitory tranzistorů. Toto zapo-jení je tedy použitelné pro verzi SE a SC. Zapojení se společnou bází SB nemá v nf technice použití.

Obr.8-1. Můstkový koncový zesilovač Obr.8-2. Průběhy napětí v můstku Činnost obvodu v obr.8-1 je tato: V klidu je můstek vyvážen a v bodech A a B je proti refe-renčnímu bodu D polovina zdrojového napětí. Průběh napětí obou těchto bodů je na obr. 8-2.

64

Tato situace vyžaduje soufázové buzení protilehlých tranzistorů a současné protifázové bu-zení opačné diagonály. Dojde k napěťovému pohybu sledovaných bodů A a B od klidové poloviny až téměř k nule nebo téměř k napájecímu napětí UN. Přitom bod „absolutní symet-rie“ E zůstává v klidu na polovině napájecího napětí. Proto lze použít úpravu dle obr. 8-3, kdy s určitým záměrem rozdělíme zátěž na dvě poloviny a v obvodu se objeví základní buň-ka zapojení. Je v obrázky vytažena sytě. Celé odvození pak provedeme pro tuto základní buň-ku a výsledek dostaneme násobením tohoto základu počtem buňek.

Obr.8-3. Úprava můstkového zapojení V tomto zapojení mohou být tranzistory provozovány s velice malým klidovým proudem, tedy v pracovní třídě B nebo lépe AB. Pohyb pracovního bodu pro tento případ je na obr. 8-4.

Obr.8-4. Zatěžovací charakteristika sériové dvojice tranzistorů v můstku Aby odvození bylo obecnější, budeme předpokládat nenulový klidový proud, tedy třídu AB. Pak je jeden ze spolupracujících tranzistorů vždy proudově aktivní a druhý napěťově „vle-čen“. Z Ohmova zákona

65

IcM = IzM = (UN – 2.Uces) / 2.Rz . (8.1) To je největší možný proud tranzistorem a v ideálních podmínkách i zátěží během aktivní půlperiody. Napěťové namáhání v bezproudovém režimu je dle obr. 8-2 rovno UceM = UN – Uces ≅ UN . (8.2) Řešení jedné buňky koncového zesilovače Musíme si uvědomit, že jedna buňka dává výkon jen v polovině periody signálu. Budeme předpokládat idealizované podmínky činnosti zesilovače a to:

1) Zátěž je nesetrvačná, reálná ,odporová 2) Buzení je harmonické a ustálené (kontinuální) 3) Tranzistory jsou ideální – mají nekonečně velký mezný kmitočet (pracují hluboko pod

skutečným mezným kmitočtem) a chovají se jako ideální integrátor tepla (jejich tepel-ná časová konstanta je podstatně větší jak doba periody signálu – u běžných výkono-vých tranzistorů to platí zhruba pod cca 200Hz).

Obvod na obr. 8-1 můžeme doplnit i nekreslenými odpory ve vývodech tranzistorů blízkých k bodům A a B o velikosti Re. Druhý Kirchhoffův záklon pro buňku UN /2 = uce + uz + uRe . (8.3) Z toho Uce = UN /2 – (Rz + Re) . ic . (8.4) Je to analytický zápis zatěžovací přímky z obr. 8-4. Pro naznačený průběh impulsu proudu lze dle Fourierova rozvoje psát (podobně jako pro jednocestně usměrňený průběh) IcAV = Ick + IcM / π . (8.5) Do dalších úvah zavedeme tzv. koeficient buzení (využití) m

m = Ic / IcM = Uc / UcM . (8.6) a) Činný výkon jedné buňky do zátěže Pozor! Je to největší hodnota efektivního výkonu pro m = 1

z

N

z

cesN

z

zMzMzMzM

RU

RUU

RUIUP

.16.4)2/(

.42.2..

21

4

222

=−

=== (8.7)

Člen „1/2“ před pravou stranou vzorců vyjadřuje zmíněnou skutečnost, že obvod je jen půl-vlnný zatímco výkony jsou vyjadřovány za celou dobu periody. Pro celý můstek dostaneme PzM = 4.(UN/2 – Uces) / 4.Rz ≅ U2

N / 4.Rz . (8.8)

66

V obvyklém zadání je výkon požadován a z předchozí rovnice hledáme např. potřebné napá-jecí napětí. Tedy UN = 2.(Rz . PzM )1/2 + 2.Uces . (8.9) Skutečné napájecí napětí volíme obvykle o cca 10% větší. Předchozí vzorce byly určeny pro plné buzení, tedy pro m = 1. Pro obecné buzení m se toto objeví např. ve vzorci (8.7) jak u proudu, tak i u napětí. Pak bude Pz = m2 . (UN /2 – Uces )2 / Rz ≅ m2 . UN

2 / 4.Rz . (8.10) Z tohoto vztahu plyne, že činný výkon je závislý na kvadrátu napájecího napětí UN a lze jím i tak nastavit (přepínač výkonu u některých výrobků).Horší vlastnosti je ta, že činný výkon je nepřímo úměrný zatěžovacímu odporu Rz a při zkratu na výstupu může dojít k poškození sou-částek v obvodu. Obvod není tedy v principu zkratuvzdorný a zesilovače musíme proto chrá-nit různými (často elektronickými) pojistkami. V nouzi alespoň rychlou tavnou pojistkou. b) Příkon z napájecího zdroje Pro jednu buňku a pro obecný činitel buzení m bude PN /4 = (UN/2) . IcAV . (8.11) Po dosazení z rovnice (8.5)

PN/4 = )/..(2

πcMckN ImIU

+ . (8.12)

Po dosazení z (8.1)

).2/.(..2

.2.

4 cesNz

NckNN UURUmIUP

−+=π

(8.13)

Příkon celého můstku při obecném buzení

..

.2

....2..2

2

z

Nces

N

z

NckNN R

UmUURUmIUP

ππ≅

−+= (8.14)

Výsledek vpravo zanedbává obvykle malý klidový proud kolektorem. c) Kolektorová ztráta jednoho tranzistoru Je definována jako rozdíl mezi příkonem a výkonem na jednom tranzistoru (v buňce)

z

cesN

cesN

z

NckNzNc R

UUmUU

RUmIUPPP

.42

.

2.

..2.

2.

44

22

−

−

−+=−=

π (8.1)

Po obvyklém zanedbání malých členů

67

z

N

z

NckNc R

UmR

UmIUP.16

...4

.2. 222

−+=π

. (8.16)

Závislost kolektorové ztráty (rozptýlený výkon – „disipace“) na buzení je zajímavá a lze ji zjistit hledáním lokálního extrému dané funkce (8.15). Tak získáme vztah pro maximální ko-lektorovou ztrátu a tím i kritický koeficient buzení mk.

0.4

2..22

...2

2

=

−

−

−=

z

cesN

kcesN

z

Nc

R

UU

mUUR

UdmdP

π. (8.17)

Pro nutné rozlišení povahy lokálního extrému musíme provézt i druhou derivaci

< 0. (8.18)

Je to hledané maximum a činitel buzení mk je skutečně kritický.

−

=

−

−=

cesN

N

cesN

zN

z

Nk

UUU

UURUU

RUm

ces

2.

2

.2.2

...2 2

ππ (8.19)

Přibližně bude mk = 2/π = 0,64. Jelikož je činný výkon úměrný kvadrátu činitele buzení m, bude po dosazení největší kolek-torová ztráta při 0,642 tj. asi při 40% plného výkonu. Dosazením 8.19 do 8.15 dostaneme maximální kolektorovou ztrátu PcM = UN.Ick / 2 + UN

2 / 4.π2.Rz. (8.20) Srovnáním rovnic 8.21 a 8.10 dostaneme velice užitečný odhad PcM ≅ 0,1. PzM. (8.21) To znamená, že např. 100W zesilovač by měl jít realizovat ze čtyř 10W tranzistorů. Platí jen za dříve stanovených podmínek. Skutečnost je asi 2 až 2,5 krát horší. d) Účinnost koncového stupně Vypočteme ji jako poměr výkonu a příkonu. Např. pro plné buzení m=1 bude ηM = PzM / PNM = π / 4 = 0,785 = 78,5%. (8.22) Pro obecné buzení dostaneme

z

cesN

c

R

UU

dmPd

.42.2

2

2

2

−

−=

68

N

cesN

U

UUm

.22

..

−

=π

η . (8.23)

Na obr. 8-5 jsou naznačeny průběhy důležitých veličin zesilovače v závislosti na činiteli bu-zení m

Obr.8-5. Závislost parametrů zesilovače na koeficientu buzení m Můstkové zapojení podle obr.8-1 použijeme jen ve dvou případech: když žádáme značný vý-kon (nad cca 200W) a tehdy,když máme k dispozici malé napájecí napětí (napájení z baterií). Dále tuto koncepci někdy volíme tehdy, když používáme integrované koncové zesilovače. Pak použijeme dvojici těchto obvodů které pracují proti sobě do plovoucí zátěže. Daleko čas-těji použijeme zapojení dvoutranzistorové, „půlmůstek“. 8.2. Úsporná zapojení koncových stupňů Úplný můstek dle obr. 8-1 lze snadno zjednodušit vynecháním vždy jedné poloviny zapoje-ní. Díky půlvlnému buzení nelze vynechat diagonálně ležící tranzistory, ale lze provézt řez buď vodorovnou rovinou body A-B, nebo svislou body C-D. Při řezu A-B vynecháme např. horní tranzistory T1 a T3 a musíme je nahradit obvykle napájecími tlumivkami nebo častěji transformátorem. Dostaneme klasické dvojčinné zapojení se stejnosměrně paralelními tran-zistory (push-pull) a toto zapojení bylo běžné hlavně u koncových zesilovačů s elektronkami. Tam byla možnost transformace zatěžovací impedance velmi vítaná, bylo možno přizpůsobit nízkoohmové reproduktory na požadovanou impedanci mezi anodami obou koncových stup-ňů – obvykle v řádu 3 až 8 kΩ. Dnes se toto zapojení používá nejčastěji u bateriově napáje-ných koncových stupňů u přenosných a kapesních přístrojů. V současné době je daleko čas-tější svislý řez – tranzistory jsou stejnosměrně v sérii. Dostaneme tak zapojení dle obr. 8-3, které při vynechání obou pravých tranzistorů T3 a T4 můžeme napájet dvěma zdroji (jak je naznačeno), nebo jedním dle obr.8-6. Chybějící dvojice tranzistorů je tak nahrazena buď dvěma zdroji, nebo dvěma velkými kondenzátory.Tyto možnosti naznačuje obr. 8-6.

69

Obr. 8-6. Zjednodušená sériová zapojení dvojčinného půlmůstkového stupně Základní vzorce tohoto zapojení získáme z vzorců pro jednu buňku tentokrát násobením dvě-ma. Tedy PzM = (UN /2 – Uces)2 / 2.Rz . (8.24) Z tohoto vzorce opět nejčastěji určíme potřebné napájecí napětí. ceszzMN URPU .2..8 += . (8.25) Příkon z napájecího zdroje PN = UN.Ick+ UN.m.IcM / π = UN.Ick + (m.UN / π.Rz) . (UN/2 - Uces). (8.26) Kolektorová ztráta jednoho z tranzistorů

z

cesN

cesN

z

Nck

Nc R

UUmUU

RUmIUP

.42

.

2.

..2..

2

2

−

−

−+=

π. (8.27)

Je to stejný výsledek jako u úplného můstku. I kritické buzení dle vzorce (8.18) bude stejné. Stejná je i účinnost dle vztahu (8.22) a (8.23). Maximální kolektorová ztráta při kritickém buzení bude ovšem dvojnásobná. Tedy PcM = 0,204. PzM, (8.28 8.3.Reálné podmínky činnosti koncových zesilovačů Předchozí odvození výkonových poměrů bylo provedeno za zjednodušených podmínek reálné zátěže, harmonického a ustáleného buzení a ideálních tranzistorů co do kmitočtových i tepel-ných vlastností. V současné době umíme s jistými potížemi zvládnout jednotlivé „reality“, vše současně je bohužel zatím nad naše síly. Proto v dalším alespoň kvalitativně rozebereme vliv jednotlivých odlišností.

70

a) Buzení neharmonickým signálem. Na obr. 8-7 jsou vyneseny závislosti kolektorové ztráty na činném maximálním výkonu pro typické druhy signálu. Výkonově nejnáročnější je buzení obdélníkovým (nebo silně limitova-ným) signálem. Nejmenší zatížení zase představuje přirozený hudební nebo řečový signál se svým poměrně „řídkým“ statistickým rozdělením hustoty výkonu. Pak mluvíme o „hudeb-ním“ výkonu.

a…harmonický signál b….obdélníkový signál c..bílý šum d….širokopásmová řeč Obr.8-7. Buzení koncového zesilovače různými signály

b) Nedokonalost použitých tranzistorů Projevuje se dvěma způsoby: 1). Vliv časové konstanty v bázi ( nebo v hradle - gate) je do jisté míry totožný s omezeným horním mezným kmitočtem. Někdy to má i ten projev, kdy hlavně bipolární tranzistory rychle otvírají a pomalu zavírají. Poměr u bipolárních prvků bývá až 1:5, u unipolárních asi 1:2. Při sériovém zapojení dvojice tranzistorů pak v této době vznikne velice nepříjemné překrytí čin-ností - zkrat a to vede na dramatický nárůst kolektorové ztráty. 2). V dřívějších úvahách jsme předpokládali, že tranzistor ideálně integruje teplo. V praxi to znamená, že prvek jaksi „integruje“, průměruje jednotlivé výkonové příspěvky a obvod by tak nebylo možno zničit osamoceným impulsem. Tato situace platí jen nad kmitočty asi 400Hz. U nižších kmitočtů teplo sleduje i jednotlivé příspěvky a efektivní hodnota výkonu musí být nahrazena špičkovou. Při zpracování těchto kmitočtových oblastí (pedály u el. var-han, subwoofery , servozesilovače apod.) musíme chladit tranzistory podstatně lépe. Do jisté míry to vyjadřují tzv. přetěžovací charakteristiky , které pocházejí z návrhu americké firmy RCA. Ty u elektronek obvyklou hyperbolu anodové ztráty nahrazují třikrát lomenou přímkou, která vymezuje dovolenou oblast SOA (Safe Operating Area). Situace je pro DC zatížení na-značena na obr. 8-8, pro pulsní zatížení je oblast mírně výhodnější.

71

Obr.8-8. Přetěžovací charakteristiky tranzistoru

c) Vliv komplexní zátěže V případě, že zátěž (reproduktorová soustava) má i jalovou složku (a to je obvyklé), pak mís-to zatěžovací přímky vznikne zatěžovací elipsa, která je obíhána určitým směrem dle povahy zátěže (kapacita x indukčnost). Extrémem je čistě jalová zátěž, kdy na ní nemůže vzniknout činný výkon vůbec a celý příkon ze zdroje se změní na kolektorovou ztrátu. Ta je potom pro-ti našim úvahám asi 4x větší Základní přehled o započítání různých vlivů z předchozích úvah může dát i následující tabul-ka.

8.4 Koncepce koncového zesilovače

Zatím jsme se zabývali pouze výstupním obvodem koncových tranzistorů bez ohledu na jejich polaritu a konkrétní umístění emitorů. Naše úvahy jen vylučovaly zapojení SB. Z dalších možností SE a SC jednoznačně budeme preferovat zapojení SC – výkonový emitorový sledo-vač. Má výbornou linearitu a malý výstupní odpor. To, že má zhruba jednotkové napěťové zesílení nám nevadí. Dříve se u tzv. kvazikomplementárních zapojení někdy požívala kombi-

72

nace SC + SE s tuhou zápornou napěťovou sériovou zpětnou vazbou. Dnes při bohaté nabídce komplementárních dvojic tranzistorů tato koncepce se již nepoužívá. V současné době jedno-značně zvítězilo komplementární zapojení s kombinací PNP a NPN nebo P kanál a N kanál. Pak jsou oba koncové tranzistory v zapojení 2 x SC ( 2x společný source SS). Dvojici (méně často čtveřici) koncových tranzistorů budíme pak budičem obvykle opět v B nebo AB třídě. Celek připomíná výkonové zapojení typu Darlington a občas se i tyto „prefabrikované“ dvo-jice používají. Není to ale často, protože Darlingtony mají velké tolerance parametrů a špatně se párují. Na obr.8-9 je základní zapojení dvoutranzistorové verze s kompemlementárními tranzistory.

Obr. 8-9. Komplementární půlmůstkový zesilovač Čtveřice budičů a koncových stupňů nepotřebují inverzní napájení signálem, neboť inverzi zajistí komplementární povaha prvků. Tranzistor T5 pracuje ve třídě A (má celovlnný provoz) a v kladné půlvlně budí horní dvojici prvků T1 a T4 a v záporné zase dolní dvojici. Jelikož čtveřice budičů a koncových stupňů je v zapojení SC, má napěťové zesílení mírně menší jak jedna a předzesilovač T5 musí dodat velký rozkmit signálu s malým zkreslením. Při stejném napájecím napětí UN , které je určeno hlavně pro výstupní čtveřici by byl rozkmit předzesilo-vače T5 nedostatečný. Abychom nemuseli pro tento stupeň používat zvláštní „vysokonapěťo-vý“ napájecí zdroj, je v naznačeném zapojení použit zajímavý „trik“. Nazývá se superpozice výstupního napětí do bodu C pomocí velkého kondenzátoru Cp. Jeho časová konstanta τ = Cp.R3 musí být podstatně větší jak perioda nejnižšího kmitočtu signálu a pak je napětí na tom-to kondensátoru téměř stálé (rovno UN/2) . Pak je napětí v bodu C v patřičné půlperiodě sig-nálu až 1,5.UN. Je to ovšem pravý bootstrap aplikovaný na odpor R2, tedy „maskovaná“ klad-ná zpětná vazby. Existují i jiné, modernější metody řešení tohoto problému bez použití tohoto obvodu, který někdy může způsobit oscilace. Celá čtveřice má z důvodů vyloučení typické nelineární oblasti v počátku převodní charakteristiky tranzistorů zavedeno obvykle mírné „předpětí“ – nastavenu třídu AB. V našem odvození jsme s ním počítali – klidový proud Ick. Toto předpětí (předproud) nastavíme pomocí plovoucího zdroje mezi body B a D. Tento zdroj musí mít velice ostře sledovanou zápornou závislost napětí na teplotě koncových tranzistorů. Vlastnosti tohoto zdroje určují hodnotu teplotní stabilizace celého koncového stupně. Plovou-cí zdroj musí obsahovat teplotně citlivý prvek (dříve např. termistor, dnes častěji bipolární tranzistor v dvoupólovém zapojení) a tento musí být tepelně navázán obvykle na chladiče

73

koncových tranzistorů. Bez této teplotní kompensace by klidový proud koncové dvojice při běžném oteplení za provozu mohl ujet až o tři řády! Aby celé zapojení mohlo mít žádoucí zápornou zpětnou vazbu v sérii ke vstupu, musíme celek doplnit dalším tranzistorem T7 a vstupní dvojici doplníme již dříve poznaným způsobem DC napájení přes odpor R11. Vznikne tak známé Tobey-ho dvojče. Celková zpětná vazba je pak zavedena z výstupu (reproduktoru) až do emitoru vstupního tranzistoru. Jelikož se v případě koncových zesilovačů jedná jak už bylo řečeno o obvod s velikým signá-lem, nelze bohužel při návrhu použít lineární postupy a modely a tedy ani běžně známé počí-tačové programy.Ty lze použít jen na sice cenné ale ne zcela dostačující vyšetření chování obvodů v okolí klidových pracovních bodů včetně vyšetření stability. V dalším proto nouzově použijeme kombinaci početně - grafického řešení .Tyto postupy pracují se skutečně změře-nými charakteristikami a dávají dosti přesné výsledky. Proti ryze početním metodám při pou-žití grafů nám nevadí nelinearity a parametričnost použitých hlavně aktivních prvků. Řešení je ovšem možno provést jen pro relativně nízké kmitočty, kdy se neuplatňují setrvačnosti . 8.5. Grafické řešení koncového zesilovače Každý jednotlivý stupeň zapojení budeme řešit tak, že odvodíme dvě základní charakteristiky. Budeme předpokládat postup řešení na zadané výstupní parametry a tak logicky musíme po-stupovat proti průchodu signálu obvodem. Základní vlastnosti (grafy) jsou:

a) Vstupní charakteristika stupně i1 = f(u1) (8.29) b) Přenosová charakteristika stupně s napěťovým buzením u2 = f(u1) (8.30) nebo přenosová charakteristika stupně s proudovým buzením u2 = f(i1) (8.31) Posledně jmenovaná charakteristika už neříká nic nového, lze ji získat z rovnic (8.29) a (8.30). Grafickou metodu ukážeme na řešení jednotlivých stupňů zesilovače z obr.8-9. Obvod s tranzistorem T1 je na obr.8-10.

74

8-10. Horní koncový stupeň Tento obvod je osazen výkonovým tranzistorem nejčastěji s polaritou NPN (nebo s N kaná-lem) a zatím zanedbáme obvykle malý emitorový odpor R7. Máme k dispozici celkem 6 zá-kladních čar nebo rovnic. Jsou to 1) Výstupní charakteristika v grafické podobě (katalog) Ic = f(Uce), Ib je parametr 2) Vstupní charakteristika tranzistoru v grafické podobě Ib = f(Ube) , parametr Uce nemá velký vliv na výsledek a lze jej zanedbat 3) Druhý Kirchhoffův zákon výstupního obvodu UN/2 = uce

(1) + uz . 4) První Kirchhoffův zákon výstupu. Pokud zanedbáme malý proud tekoucí přes R4 do uzlu v emitoru, nemusíme tuto rovnici zkoumat. 5) Druhý Kirchhoffův zákon vstupního obvodu u1 = ube

(1) + uz . 6) První Kirchhoffův zákon vstupního obvodu i1 = ib + iR4 . První krok řešení je na obr. 8-11. Zakreslíme výstupní charakteristiku do osového kříže (pou-žijeme katalogový list) a zakreslíme zatěžovací přímku nebo obecně čáru. Zde nelinearita vůbec nevadí. Z tohoto prvního kvadrantu známým způsobem odvodíme převodovou charak-teristiku - čára 1. Druhý krok řešení je na obr. 8-12. Do třetího kvadrantu nakreslíme vstupní charakteristiku

75

tranzistoru a dle bodu 6) provedeme naznačené paralelní spojení vstupní brány s odporem R4 - provedeme součet obou čas ve směru osy proudu.

Obr.8-11. První krok řešení Obr.8-12. Druhý krok řešení Třetí krok řešení. Je na obr. 8-13 s řešíme zde rovnici 5) tj. 2. Kirch. zákon vstupu. Díky zpětné vazbě (zapojení SC) je vstupní napětí tvořeno součtem napětí ube vlastního tranzistoru a i celého napětí na zátěži. Čárkovanými čarami je naznačeno přičtení výstupního napětí uz k dílčímu napětí báze -emitor ube. Ve třetím kvadrantu získáme jedem bod celkové vstupní cha-rakteristiky, ve čtvrtém bod přenosové charakteristiky s napěťovým buzením. Výsledek je obsažen v obr. 8-14.

Obr.8-13. Třetí krok řešení Obr. 8-14. Vstupní a přenosová charakteristika Levá polovina obr. 8-14 je použitelná jako zatěžovací nelineární VA čára pro předchozí stu-peň - zde T3. Pravá čára je obrazem přenosů a dává přehled i o eventuálním harmonickém zkreslení a i o omezení přenosu nízkých hodnot signálu (přechodové zkreslení). Je z něho vidět i nutnost předpětí - posun do třídy AB. Na obr. 8-15 je schéma zapojení horní větve (koncový stupeň a budič) , v dalším obr. 8-16 je zakreslení nelineární zatěžovací čáry tj. vstupní charakteristiky následujícího koncového tranzistoru do výstupní charakteristiky budi-če. Při této konstrukci nevadí, že obvod je nejen nelineární ale i parametrický.

76

Obr.8-15. Horní větev zesilovače Obr.8-16. Vliv nelineární zátěže Zajímavým problémem je započtení vlivu emitorového odporu do řešení. Vede to na tzv. zá-vislý zdroj. Řešení je na obr. 8-17. Hlavní změna je v konstrukci zatěžovací charakteristiky . Ta musí respektovat nejen nelineární charakter zátěže, ale i vlastně klouzající napájecí napětí (součet vlivu stálého napětí UN a proměnného úbytku na Re.) Pro několik volených hodnot proudu Ic zjistíme z přenosové charakteristiky následujícího stupně (zde tedy T1) velikost vý-stupního napětí uz a o tuto hodnotu bod posuneme doleva – obě napětí jsou proti sobě a odečí-tají se. Je to naznačeno v obr. 8-17.

Obr.8-17. Vliv závislého zdroje Předzesilovač s tranzistorem T5 pracuje s plným napětím UN (musí být celovlný) a jeho zatě-žovací čára vznikne spojením dvou částí – horní a dolní větve vstupních charakteristik budi-čů. V náhradním schématu ale musíme přidat chybějící polovinu zdrojového napětí a zakreslit vliv eventuelně použitého „superpozičního“ kondenzátoru Cp. Ten díky velké časové kon-stantě se chová jako další zdroj UN/2. Celé řešení je naznačeno na obr. 8-18.

77

Obr. 8-18. Řešení předzesilovače s tranzistorem T5 Zbývá ještě popsat realizaci plovoucího „předpěťového“ zdroje mezi body B a D.Při jeho nulové hodnotě by díky existenci prahového napětí tranzistorů celek pracoval dokonce ve třídě C s velkým amplitudovým přechodovým zkreslením. Obvyklé zapojení tepelně závislé-ho předpěťového zdroje je na obr. 8-19. Podrobněji viz [1] str. 170.

Obr. 8-19. Plovoucí zdroj „předpětí“ 8.6. Chlazení a tepelný režim koncových zesilovačů Podrobnosti jsou v literatuře [20] a [21]. Z fyzikálního názoru plyne, že oteplení je přímo úměrné kolektorové ztrátě chlazených tranzistorů. Z této úměry získáme rovnici tak, že zave-deme konstantu úměrnosti. Nazveme ji tepelný nebo teplotní odpor Rθ a má rozměr kelvin na watt K/W. Toto číslo vyjadřuje neochotu k odvodu tepla . Základní rovnice má tvar ∆θ = Rθ . Pc . (8.32) Při obvyklé montáži tranzistorů na chladič lze situaci naznačit dle obr. 8-20.

8-20. Náhradní schéma odvodu tepla V obr. 8-20 značí: θj ….teplota přechodu tranzistoru , cca 135°C θp .. teplota pouzdra tranzistoru θch .. teplota chladiče (obvykle do cca 60°C) θo ...teplota okolí Rθi ..vnitřní teplotní odpor tranzistoru, často kolem 1 K/W Rθp ..teplotní odpor izolační podložky (keramika, slída, teflon cca 0,3 K/W) Rθs .. teplotní odpor sáláním (vlnovým sdílením,vyzařováním) Rθk ..teplotní odpor vedením, konvekcí. Celkový teplotní odpor chladiče je pak dán paralelním řazením obou složek

78

Rθch = Rθs // Rθk . (8.33) Pak lze napsat jakýsi „Ohmův“ zákon přestupu tepla RΘi + RΘp + RΘch = (Θj - Θo) / PcM . (8.34) Pro definovaný rozdíl teplot mezi přechodem tranzistoru a okolím nebo mezi přechodem a povrchem chladiče a následně okolím určíme potřebný teplotní odpor chladiče. Výrobci chla-dičů (nejčastěji jsou to hliníkové válcované profily) běžně dodávají grafy, které umožňují velice jednoduché zjištění potřebné délky zvoleného profilu pro vypočtený teplotní odpor. Kvalita povrchu (eloxování, chemické černění apod.) výrazně ovlivňují hodnotu sálavé složky teplotního odporu (až v poměru 10:1!). Pokud budeme chladič ofukovat ventilátorem, ten zase výrazně ovlivní velikost konvekční složky teplotního odporu. Pokud narazíme na problém, že v místě upevnění výkonových prvků nelze konstrukčně upevnit chladič, lze s výhodou použít jakési „teplovody“ (anglický název je heat pipe). Jsou to nejčastěji měděné trubky různého profilu ( kruhový, obdélníkový apod.), které odvedou teplo tam, kde je lze efektivně vyzářit. Číselný příklad na zesilovač zapojený dle obr. 8-9 s těmito parametry: Rz = 4Ω, Uin = 250 mV, Uces = 2V, PzM = 25W. Nejprve určíme potřebné napájecí napětí ze vztahu (8.25) UN = (8. PzM.Rz)1/2 – 2.Uces = 33V. Napětí na zátěži při plném výkonu Uz = (PzM.Rz)1/2 = 10V. Amplituta bude UzM = 1,41.10 = 14,1 V. Příkon ze zdroje je přibližně (8.27) PNM = UN .(UN/2 – Uces) / π.Rz = 38W. Stejnosměrná složka proudu přibližně IcAV = IcM / π = 1,11 A. Kritické buzení pro největší kolektorovou ztrátu mk = UN / [π.( UN/2 – Uces)] = 0,72. Maximální kolektorová ztráta při harmonickém buzení pro reálnou zátěž bude přibližně PcM = UN

2 / 4.π2.Rz = 7W. S ohledem na dříve uvedené skutečnosti tuto hodnotu zvětšíme na dvojnásobek, při silně ja-lové zátěži až na čtyřnásobek – viz str. 71.

79

Při m = 1 bude účinnost ηM = PzM / PNM = 0,66 tj. 66%. S určitým proudovým přetížením by v nouzi vyhověly tranzistory BD 354 a BD 355. Gra-fické řešení horního stupně koncového zesilovače je na obr. 8-21. Druhý komplementární tranzistor je při předpokládaném párování stejný, liší se jen znaménky na obou osách.

Obr. 8-21. Grafické řešení koncového komplementárního stupně s BD 354 8.7.Moderní metody hodnocení koncových zesilovačů Už dříve jsme se seznámili s definicí harmonického zkreslení THD dthd = (u2

2 + u32 + ….. un

2)1/2 / (u12 + u2

2 + … un2) ½ ≅ (u2

2 + u32 +….. un

2)1/2 / u1. (8.35) Podle této „lineární“ definice je zkreslení stejné bez ohledu na to, v jakém čísle harmonické je jeho hlavní složka. Všechny mají stejnou váhu. Naše ucho však nemá rádo vyšší čísla har-monických. Druhá harmonická (je to oktáva) je vnímána velmi dobře, ruší minimálně. Ruši-vý vliv vyšších harmonických roste přibližně s váhou n2/4 ( n je číslo harmonické). Proto svého času asi v 70-tých letech minulého století) bylo navrženo tzv. váhové zkreslení dv ≅ suma 2 až n z un

2 . n2/ 4 / u1 . (8.36) Měření je ale velmi pracné a tak se prakticky nepoužívá. Navíc obě zmíněné metody mají společnou nevýhodu: předpokládají ustálené buzení kontinuálním signálem. Hudba i mluve-né slovo jsou naopak typické četnými přechodovými jevy. Při náhlé změně velikosti signálu konečná šířka přenášeného pásma způsobí dle znalostí z impulsové techniky.V lineárních obvodech platí vzorec (o tom už byla řeč) tf = 0,35 / B, kde B je šířka pásma. (8.37)

80

U koncových zesilovačů je někdy šířka pásma hlavně v přímé větvi zpětné vazby dosti nízká, obvody jsou „pomalé“ a pak zpoždění je nečekaně velké. Pokud je v obvodu zavedena silná zpětná vazba, pak tato reaguje se zpožděním a přechodové jevy nejsou touto vazbou opravo-vány. To je ale ta lepší možnost. Po dobu zpoždění se totiž obvod zpětné vazby chová jako rozpojený, zesílení dosahuje značných hodnot a je téměř jisté, že některé stupně budou limi-tovat signál. Obvod je zahlcen signálem. Přechodová reakce pak může být i podstatně delší, než jak vyplývá z lineárního vztahu (8.37). tyto druhy zkreslení vyvolávají úvahy o „tranzis-torovém zvuku“ a mají reálné opodstatnění. Těmito problémy se zabýval kolem roku 1976 Fin Matii Otala a označil je jako TIM (Transient Intermodulation Distortion) – přechodové intermodulační zkreslení. Podrobnosti jsou v IEEE Trans. On Audio 1979 č. 10, Proc. IEEE 1976 č.3 a Sdělovací technika 1979 č. 10. Pro operační zesilovače je podobně definováno zkreslení typu SID. Existují i jiné metody definování přechodových zkreslení (firemní meto-da Sansui apod.). Při měření TIM (Otala) se zesilovač napájí superpozicí obdélníkového signálu o kmitočtu 3,15kHz se sinusovkou o amplitudě 25% obdélníků a o kmitočtu 15kHz. Na výstupu ode-čteme invertovaný obdélník a získáme přerušované sinusové „impulsy“. U tohoto produktu běžným měřičem THD změříme zkreslení. Metoda je dosti složitá a zatím není všeobecně normalizována. Je tedy sice užitečná, leč nezávazná.

9. Vícekanálové analogové soustavy

Tyto zdánlivě moderní systémy v podstatě navazují na kvadrofonní soustavy sedmdesátých let 20.století a tak nebude na škodu si některé obecné poznatky připomenout. Dnes používané soustavy Dolby Stereo, Surround sound a Pro logic silně připomínají kombinaci původní Haf-lerovy soustavy se zpožděním signálu pro zadní kanály s neregulární americkou soustavou firmy CBS známou pod označením SQ ( Stereo Quadrophonic) pana Benjamina Bauera. 9.1. Regulární soustavy Základem jsou soustavy bez redukce počtu přenosových kanálů typu 4-4-4 (čtyři vstupy, čtyři transmisní kanály a čtyři výstupy). Ty mohou být buď diskrétní (povaha signálu je všude stejná), nebo maticové. U posledně jmenovaných se pomocí lineární kódovací matice na za-čátku přenosového kanálu vytvoří sice opět čtyři signály, ale s jinou kvalitou: první je jakýsi „směsný“ a slouží jako monofonní, další zajišťují postupně stále vyšší kvalitu - prostorové rozlišení. Toto pojetí zajišťuje kompatibilitu - slučitelnost s nižšími stupni přenosu podle tzv.Scheiberových podmínek. Zápis kódovacího procesu vypadá takto

T = A . X (9.1) Pod tabulkově napsanou maticovou rovnicí je totéž v symbolickém zápise. T je sloupcová matice (vektor) transmisních kanálů, A je kódovací matice formátu 4 x 4 regulární ( tj. s ne-nulovým determinantem), často dokonce orthogonální neboli orthonormální. To je vyšší kva-lita, determinant je nejen nenulový, ale je roven + nebo - 1. Vektor X je sloupcová matice

81

vstupních signálů. U klasické kvadrofonie byly často (ne vždy) signály snímány přímo v akustickém prostředí, u filmových a video formátů jsou zpravidla vytvořeny uměle, často i postupně, v nestejnou dobu. Takto získané čtyři přenosové (transmisní) signály mají požado-vanou kvalitu (M je mono, S spolu s M dává dvoukanálové stereo atd.). Další důležitý úkol je ve zpětném dekódování takto získaných signálů T. Hledáme tedy dekódovací matici B k dané nebo nějak určené kódovací matici A. Obecně je dekódovací matice daná jako inversní ke kódovací. Tedy B = A

-1. Pokud označíme na výstupu získané výsledné signály jako X’, do-staneme X’ = B . T = A-1 . A .X = J . X (9.2) kde : J = A-1 . A je jednotková matice (matice jedna) a přenos je bez zkreslení tj. X ´ = X. Jednotková matice je matice diagonální, která má v hlavní (sestupné) diagonále samé jednič-ky, ostatní členy jsou nula. 9.2. Neregulární soustavy Velice zajímavou skupinu tvoří neregulární soustavy s redukcí počtu přenosových kanálů. Běžná je verze 4-2-4, pro kterou postačí jen dva přenosové nebo záznamové kanály, tedy stereofonní přenos. Kódovací matice musí být nutně obdélníková formátu 2 x 4 a jako taková nemůže být regulární. Potíž je v tom, že neregulární matice nemají jednoznačnou inversní matici, mají nekonečně mnoho matic inversních zleva a zprava. Lidově řečeno, ze dvou rov-nic nelze vypočítat čtyři neznámé. Podle teorie tzv. pseudoinversních matic lze ale najít určitou optimální dekódovací matici, která dává nejlepší možné řešení, nejmenší chybový výkon. Lze ji nahradit transponovanou hermitovsky sdruženou maticí. Tu označujeme jako TA* . Tedy B = T A* a získáme ji tak, že kódovací matici otočíme tak, že první řádek bude tvořit první sloupec výsledné matice atd. Je to tzv. transpozice matice. Pokud původní matice obsa-huje komplexní veličinu tj. symbol „j“, pak u „otočené“ matice zaměníme znaménka u „j“. Tak vytváříme komplexně sdruženou matici. Neregulární soustavy totiž pro lepší „označení“ signálů používají širokopásmové fázové posouvače 0 + nebo - 90o . Takže např. pro dříve vzpomenutou soustavu SQ vypadal zápis kódovacího procesu takto

LF LT 1 0 -j.0,7 0,7 RF RT 0 1 -0,7 +j.0,7 LB RB

(9.3) I u současných systémů Dolby Stereo postupujeme podobně. Jen vstupní signály jsou jiné: hudebním základem je „obyčejné“ dvoukanálové stereo se signály LF a RF - ty používáme hlavně u hudebních produkcí, třetí kanál je centrální (středový, dialogový) a využívá se u „nesměrových“ rozhovorů a komentářů které mají znít ze středu tj. z obrazovky televizoru nebo projekční plochy a konečně čtvrtý kanál je obvykle doplňován dodatečně jako efekty, surround sound (obklopující zvuk). Ten je vyzařován zezadu nebo ze strany posluchače a je vzhledem k nízké úrovně ošetřen některém z reduktorů šumu Dolby. Tento prostorový, efek-tový signál je přes dva opačně natáčející fázové posouvače + - 90o přidán k dvěma výstupním transmisním signálům. Schéma kódovacího zařízení je na obr.9-1, maticová rovnice následu-je. Aby se efektový signál prostorově „zviditelnil“, je podle Haflerovy myšlenky navíc zpož-

= .

82

děn o asi 20 ms. Používá se buď analogový posuvný registr s nábojově vázanými strukturami, u kvalitnějších zařízení se signál zpožďuje digitálním signálovým procesorem DSP. V rovni-cích se zpoždění nezapisuje. Zásahy kompresoru Dolby v efektovém kanále vyjádříme koefi-cientem b, u expanderu členem k. Slíbený maticový zápis kódovací rovnice bude

LF LT 1 0 0,7 j.0,7.b RF RT = 0 1 0,7 j.0,7.b . C S

(9.4) Při srovnání s obr.9-1 je vidět souvislost definiční rovnice se skutečným schématem. Oba stereofonní signály LF a RF prochází kodérem přímo a bez „poškození“. Pokud provedeme roznásobení maticové rovnice způsobem „řádek krát sloupec“ zjistíme, že centrální, dialogo-vý signál je přidán ve fázi do obou výsledných transmisních kanálů jen se zeslabením o -3 dB. Je to proto, že při této relaci je zvukový obraz identifikován do středu a se stejným výkonem jako eventuelní stranové. Obklopující efektový kanál je opět zeslaben o -3 dB (násoben pře-nosem 0,7), odfiltrován na omezenou šířku pásma (u komerčních systémů do cca 7 kHz), komprimován Dolby B nebo i lepším kompresorem a s fázovými posuvy + nebo - 90o přidán do dvou výsledných signálů. Ošetření Dolby systémem a omezení šířky pásma u efektových signálů omezí rušivý šum tohoto méně často využívaného kanálu. Ze cvičebních důvodů na-píšeme např. rovnici pro levý transmisní signál LT = LF + 0,7.C + j.0,7.b.S (9.5) Jak už bylo řečeno, koeficient „b“ vyjadřuje přenos kompresoru Dolby. Zajímavá úloha na-stane tehdy, když budeme hledat podobu dekódovacího obvodu. Už víme, že hledaná dekódo-vací matice bude transponovaná hermitovsky sdružená matice ke kódovací. (9.6)

LF 1 0 RF 0 1 LT C = 0,7 0,7 . RT S j.0,7.k j.0,7.k

Vlastnosti čtyř výstupních signálů na dekódovací straně získáme násobením typu „řádek krát sloupec“, tedy LF = LT + 0. RT = LF + 0,7.C + j.0,7.b.S (9.7) Musíme si uvědomit, že signály C a S jsou v nahrávce jen tehdy, jsou-li z uměleckého hledis-ka třeba. Jsou tvořeny záměrně. Pro případ, že je nevytvoříme, je signál v kanálu L F bez přeslechů. Podobně dostaneme i další výstupní signály RF = RT = RF + 0,7.C - j.0,7.b.S C = 0,7.LT + 0,7.RT = 0,7.LF + 0,7.RF + C S = -j.0,7.k.LT + j.0,7.k.RT + b.k.S (9.8) Přitom je jasné, že při dokonale komplementární činnosti kompandoru Dolby je součin

83

b.k = 1. (9.9) Pro získání celkového přehledu o vlastnosti soustavy je výhodné vypočítat jako součin „de-kódovací matice krát kódovací“ (v maticovém počtu neplatí komutativní zákon) matici celého přenosu LF RF C S

1 0 0,7 j.0,7.b

0 1 0,7 -j.0,7.b

0,7 0,7 1 j.0,5.(b-k)

-j.0,7.k j.0,7.k 0 b.k

Proti klasické kvadrofonii sedmdesátých let je zde jeden velice výrazný rozdíl: u dnešních soustav obklopujícího zvuku se nesnažíme věrně vytvořit prostorový obraz zvukového pole, ale pokud možno s malým zkreslením přenést čtyři filmaři naaranžované zvukové signály. Ty až na stereofonní přenos nejčastěji hudební produkce vznikají dodatečně a uměle. Vždy se jedná o jakousi verzi postsynchronu či playbacku. Proto i když soustava s redukcí počtu kaná-lu je vždy neregulární, je dojem z produkce soustav Dolby Stereo , Surround sound či Pro logic velice příznivě hodnocen. Navíc zde přistupuje ta skutečnost, že se vždy jedná o zvuk doprovázející obraz, ten je dominantní a proto je zvuková část poslouchána jaksi periferně. Závěrem si ukážeme skupinová schémata kodéru a dekodéru. Nová verze označená jako Pro logic je proti jednoduššímu Surround soundu doplněna ze starých kvadrofonních soustav typu SQ převzatými řídicími obvody. Tehdy se jim říkala „logika“, ale bylo to vždy analogové řízení zisku typu VCA podle převahy jistých fázových složek. Převaha složek v kvadratuře vždy svědčí o tom, že více mají hrát efektové zadní kanály. U honosnější profesionální fil-mové verze Dolby Stereo se tyto úpravy (včetně zpoždění v efektovém kanále) provádějí po-mocí digitálních signálových procesorů DSP, v levnější domácí verzi Pro logic daleko jedno-duššími, často analogovými obvody. Nejjednodušší verze Surround sound mohou být dokon-ce i realizovány čistě pasivními obvo-dy.

84

Obr.9-1. Kodér soustavy Dolby Surround sound

Obr.9-2. Dekodér soustavy Dolby Surround sound Jak už je dnes zcela obvyklé, jsou v předchozích odstavcích naznačené úkoly dnes v převážné míře řešeny daleko dokonaleji pomocí digitálních metod . Hlavně s využitím obrovských možností formátu DVD se základní kapacitou 4,7GB a více je možností mnohakanálového ozvučení videonahrávek dnes celá řada. Bude o nich v základní podobě řeč v následujících kapitolách. Ale je nutno si uvědomit, že zásoba hlavně videonahrávek s analogovým ozvuče-ním je dnes tak velká, že se s nimi budeme ještě dlouho a k plné spokojenosti diváků a poslu-chačů setkávat. Je jen na závadu, že systémů je mnoho a snahy o jejich sjednocení narážejí hlavně na obchodní a finanční překážky. Naštěstí je dnes už elektronika na takové úrovni, že není problém zařízení (např.DVD přehrávač) vybavit několika samostatnými dekodéry, které samy poznají použitou soustavu záznamu.

85

10. Digitální zpracování zvukových signálů Digitální zpracování zvukových signálů má proti klasickým analogovým metodám celou řa-du výhod: 1. Zlepšení kvality přenosu (hlavně při záznamu) co od kmitočtového pásma, zkreslení, přes-lechů u vícekanálových přenosů, odstupu signálu od šumu, kolísání posuvné rychlosti u zá-znamu, fázové čistoty (velikosti skupinového zpoždění) atd. 2. Možnost mnohonásobného přepisu bez ztráty kvality 3. Možnost časového vícenásobného multiplexu při přenosu více signálů jedním kanálem (počet je omezen možnou rychlostí zpracování a přípustným datovým tokem nebo kapacitou media) 4. Možnost softwarového dosažení různých efektů a možností zpracování (dozvuk, reverbera-ce, rekonstrukce - „odšumění“ historických záznamů ) 5. Vysoká časová i teplotní stálost a necitlivost na tolerance alespoň některých parametrů 6. Vysoká imunita proti rušení, v některých částech řetězce stačí pro ošetřený digitální signál analogový odstup S/N pouhých 15 dB. U záznamu to např. vede ke zúžení potřebné stopy na mikronové šířky a ke značnému snížení potřebného výstupního výkonu při vysílání atd. 7. Možnost dokonalé ochrany informací před zneužitím 8. Možnost kontinuální kontroly kvality kanálu za chodu zařízení 9. Generace syntetických zvuků, strojová syntéza řeči, hudební produkce ( MIDI) atd. Digitální postupy mají ovšem také řadu nevýhod 1. Velice složitý matematický aparát při vlastním zpracování, zabezpečení proti chybám, ochranné kódy, redukce datového toku atd. 2. Značně větší šířka pásma kanálu nebo zde datový tok, proti analogovému způsobu cca 50x větší 3. Složitý hardware nemyslitelný bez vysokých stupňů integrace VLSI (při zvládnuté techno-logii to nemusí být tak velká obtíž, zbavíme se naopak pracného ručního nastavování a ladění obvodů) 4. Potřeba precizní standardizace, u analogových soustav zařízení vždy nějak „hraje“, u digi-tálních ne. 5. Obrovské nároky na kapacitu záznamového media, u neredukovaných hi-fi soustav cca 0,5 GB na 1 hodinu stereo. 6. Složitá studiová technika - analogově primitivní postupy, třeba regulace hlasitosti, znamená u digitálního zpracování výpočet nové okamžité hodnoty atd. Je nutno upozornit, že u digitálního způsobu jsou signály v některých částech kanálů značně odolné proti nepřízni okolí, ale naopak v původní neošetřené podobě i malé „zkreslení“ zna-mená naprosté znehodnocení původní informace. Tato místa musíme dokonale ukrýt uvnitř systému a odstínit je před rušením všeho druhu a co nejdříve je zabezpečit nějakým kódem. Digitální způsob zpracování má některé typické problémy a zkreslení 1. Aliasing - jak už bylo řečeno překrytím spekter při vzorkování vznikají nové rušivé kmi- točty symetrické proti polovině kmitočtu vzorkovacího signálu. Jelikož nemají žádný logický (harmonický) vztah k původnímu signálu velice ruší.

86

2. Náhradou plynule se měnícího analogového signálu schodkem s konstantním napětím vzniká kvantizační zkreslení, šum. Lze jej i „tvarovat“, úprava se nazývá noise shapping. 3. Náhodnými přeskoky mezi kvantizačními hladinami u velice malých signálů vzniká „hrubozrný“ granulační šum (připomíná přesýpání kuliček, granulí). Odstraní se přidáním např. malé úrovně bílého šumu - dither. Přeskoky jsou častější, „kuličky“ menší 4. Pokud padnou některé harmonické složky analogového signálu poblíž vzorkovacího signá-lu, vzniká zvuk, který připomíná „ zpěv ptáčka“. 5. Při nedokonalosti (hlavně pomalé tj. dlouhé době ustálení A/D převodníků hovoříme o jevech typu slope rate, glitch (překmity převodníků), jitter (fázový neklid), a pod. 10.1. Diskrétní zpracování akustických signálů Digitální representaci signálu získáme jeho diskretisací ( tj. výběrem v čase a v amplitudě - je to analogová úprava) a jeho následným číslicovým převodem A/D. Tak získáme číslico-vé, digitální vyjádření vybraných míst, vzorků analogového signálu. Vlastní vzorkování (výběr v čase) získáme vlastně násobením původního analogového signálu a vzorkovacího signálu (impulsů) o kmitočtu daném Shannon - Kotělnikovovým teorémem. Obvykle je nutné uměle omezit horní mezný kmitočet spektra analogového signálu s ohledem na tuto podmínku, neboť jinak by vzniklo už zmíněné velice nepříjemné zkreslení zvané aliasing, které je digitální obdobou záznějů - obr. 10-6. Jelikož je spektrum vzorkovacího impulsního signálu periodické s rozestupem 2π/T - viz. obr. 10-4, bude i výsledné spektrum vzorkované-ho analogového signálu periodické a při dříve popsaném omezení horního mezného kmitočtu nepřekrývající se. Jednotlivé takto získané příspěvky se zpravidla pravidelně opakují (ekvidistantní vzorkování v čase) a pro kvalitní zpracování zvukových signálů se často setká-váme se vzorkovacím kmitočtem v okolí 50 kHz. To umožňuje přenos nf signálu do teoretic-kých 25 kHz, vzhledem ke konečné strmosti použitých filtrů obvykle počítáme s 22 kHz. Podle toho je pro přenos jednoho vzorku k dispozici čas kolem 20 µs pro jednokanálový (monofonní) přenos , nebo n x kratší pro vícekanálový. To bude v případě, že používáme u digitálního zpracování běžnější časový multiplex. Takto upravený signál má omezený počet vzorků v časové ose, ale zatím nekonečný počet různých okamžitých velikostí v rámci očeká-vané amplitudy. Jelikož vzhledem k použitému stupni konverze - počtu bitů digitálního slova, je i počet možných hladin konečný, musíme tuto skutečnost respektovat zaokrouhlováním okamžitých hodnot analogového signálu ve vzorkovacím intervalu na nějakou (třeba nejblíže nižší) hodnotu - kvantování. Následující obrázky popisují zpracování vstupujícího analogo-vého signálu a jeho opětnou rekonstrukci na výstupní straně. Diskretizaci analogového signálu bereme jako určitou přípravu na vlastni digitální, lépe řeče-no analogově/ digitální převod.

Obr. 10-1. Analogový signál Obr. 10-2. Spektrum analogového signálu

87

Obr. 10-3. Vzorkovací signál Obr. 10.4. Spektrum vzorkovacího signálu

Obr. 10-5. Diskrétní reprezentace Obr. 10-6. Spektrum diskrétního signálu

Obr. 10-7. Obnovený signál Obr. 10-8. Spektrum obnoveného signálu Při m-bitové délce slova ( m-bitové konverzi ) je samozřejmě k dispozici jen omezený počet možných hladin - kvantovacích úrovní N. Jejich počet lze snadno určit dle vzorce N = 2m - 1 ≅ 2m (10.1) což pro častý případ m = 16 dává cca 65 500 možných hladin pro obě polarity signálu. Důležitý je také vzorec pro odhad potřebného horního mezného kmitočtu (a z toho plynou- cího datového toku) fmax = m.n.f M + f i , (10.2) kde m . . stupeň konverse n . . .počet kanálů f M... horní mezný kmitočet nf signálu (včetně event.harmonických) f i .... kmitočet související se synchronizací, kódováním, redundancí atd. Konečně lze určit i potřebnou hodnotu kapacity záznamového média K = m.n.f s.t, (10.3) kde f s .. kmitočet vzorkovacích (samplovacích) impulsů. 10. 2. Digitální systémy bez redukce datového toku

88

Podle předchozích úvah musíme pro případ vzorkovací frekvence kolem 50 kHz a stupně konverse 16 počítat s datovým tokem asi 800 kb/s na kanál, což je hodnota dosti veliká. Bu-deme-li se dále hlavně zajímat o záznam, musíme použít velkokapacitní medium. Historie digitálního záznamu začala soustavou MDS ( Mini Disc System Telefunken-Decca ) s mechanickým záznamem do mikrodrážky, pak firma JVC navrhla spolu se svou mateřskou firmou RCA soustavu AHD (Audio High Density) s mikroskopickými výstupky - pity sníma-nými bezdotykovým kapacitním vf snímačem a konečně původně jen Philips, ale brzy spolu s touto firmou i Sony navrhli CD (Compact Disc-DA digital audio a další modifikace). Tato posledně jmenovaná soustava jednoznačně zvítězila a po velice rychlém rozšíření je dnes nej-používanější. 10.2.1. Soustava Compact Disc CD - DA ( Philips-Sony) Tato soustava byla kolem roku 1978 navržena firmou Philips jako zvukově digitální verse analogové videosoustavy Laserdisc. CD používá opticky bezdotykově snímaný plastikový kotouč o průměru nejčastěji 12 cm a tloušťce 1,2 mm z polykarbonátu (připomíná plexisklo) s indexem lomu k = 1,55. Tato látka působí jako fokusační medium a má hlavní zásluhu na zaostření laserového, nejčastěji infračerveného paprsku na stopu. Zdrojem světla je pro expo-zici na výrobní straně i pro snímání u posluchače obvykle AsGa polovodičová laserová dio-da s optickou zpětnou vazbu pro stabilizaci světelného toku s monochromatickým a koherent-ním zářením o λ = 780 nm tj. na záčátku infraoblasti. Podle známých optických zákonů - viz lit. [24] je rozlišovací schopnost při této vlnové délce při běžné apertuře optiky zhruba rovna této hodnotě. Je to tedy něco málo pod 1µm. Jak bude dále řečeno, dnes se už tato hodnota dosti podstatně zlepšila. Aby se zvětšila hustota záznamu a tím i hrací doba při zvolených rozměrech nosiče (původní požadavek na 1 hod byl překročen, hrací doba je 75 min.), musí-me použít jakési zředění kódu - z „magnetofonových“ páskových pamětí převzatý způsobu NRZI (Not Return to Zero Inverse - inversní a bez návratu k nule) a převedení, zde se používá podivný název „modulace“ na vyšší počet bitů. Způsob NRZI - viz obr. 10-9 snižuje počet přechodů tj. změn jen tehdy, má-li řídké jedničky. Vlastní zpracování původně 16-ti bitové-ho slova probíhá takto - viz obr. 10-10 : 16 bitové slovo rozdělíme na MSB - 8 bitové slovo velikých řádů - významů a 8 bitové slovo LSB malých řádů. Tato dílčí slova se pak zpracová-vají samostatně. Kodér je převede za účelem „zředění“ na nová, tentokrát 14 ti - bitová slova. Způsob je označován jako EFM (Eight to Fourteen Modulation - modulace 8 na 14). Pro pů-vodně 28 = 256 možností (ty obsahují i „husté“ jedničky, největší číslo je 8 jedniček) najde-me z nabídky 214 = 16 384 možností těch potřebných cca 256. Výběr je bohatý a mimo pod-mínku řídkých jedniček - konkrétně mezi následujícími symboly „1“ musí být alespoň 2, ne-více 9 symbolů „0“ musí mít nové kódovací tabulkou přiřazené symboly ještě další vlastnost. Tou je malá DSV (Digital Summe Value - digitální „stejnosměrná“, AV složka). Impulsy totiž při analogovém snímání třeba fotodiodou pak v takto vytvořené ss složce zaniknou, zaří-zení „oslepne“. Tato konversní tabulka patří k základním normalizačním dokumentům. Stoupání „drážek“, lépe řečeno řady jamek - pitů je 1,6 µm a to dává asi 630 drážek na mm. Délka stopy je cca 5 km. Šířka stopy (jamky, pitu) je 0,6 µm a je dána průměrem expoziční-ho nahrávacího laseru. To, že jsou omezeny mezilehlé nuly shora na počet 9 je dáno tím, že jelikož řada pitů nemá žádnou vodící rýhu (je např.u některých typů Minidisku a na „vypalo-vacích“ CD a původně je fa Philips chtěla použít i u běžných CD), pak při dlouhé pauze bez pitu by hrozila ztráta sledování. I při dohodnutém zředění systémem EFM jsou problémy mezi symboly - je nutno ošetřit prostor mezi sousedními slovy. Děje se to pomocí spojovacích symbolů. Tyto tříbitové a vkládají se mezi vzniklá 14 bitová slova. Korigují nejen hustotu

89

jedniček, ale i předchozí DSV, při reprodukci se nečtou, nemají obsah informace. Původně 16 bitů dlouhé slovo se tedy nakonec přenáší jako 14 + 3 + 14 + 3 = 34 bitové.

Obr. 10-9. Zpracování modulací NRZI

Obr. 10-10. Přenos modulací EFM Na obr. 10-11 je naznačen rámec formátu CD-A. Začíná synchronizačním slovem - to je mi-mořádně dlouhé, má 24 bitů (11+11+2). Z rámce se vytahuje ven, spouští zpracování následu-jícího bloku informací - násobením se obnovují (doplňují) signálové „hodiny“ - jinak není NRZI čitelný a dělením se získávají signály pro rotaci vlastního disku. Po něm (bez ohledu na vložené spojovací symboly o 3 bitech) následuje jedno slovo (významová délka 8 bitů, skutečná ve formátu EFM je 14 bitů), které zajišťuje přenos tzv. subkódu, signálu DC (Dis-play and Control - displej a řízení). Ten je zpracován zvláštním způsobem (viz dále) a slouží k ovládání přehrávače a obslužnému komfortu. Hlavně je vybaven časovým kódem pro vyhle-dávání a programování celého CD. Po subkódovém slovu následuje vlastní zvuková informa-ce o 3+3 vzorcích (3 levé a 3 pravé), které nejsou ale ve správném časovém pořadí, jsou úmy-slně zpožděné a přeházené. Tím se výrazně zmenšuje možnost vlivu shluku chyb - místní výpadek informace je rozprostřen po značně velké ploše (teoreticky až 7mm) a méně ruší. Tomuto procesu se říká cross interleaving (křížové prokládání) a je využíváno prakticky u všech digitálních systémů. Vlastní blok 3+3 vzorků je doplněn dosti velkým, zde čtyřslo-vovým blokem CIRC (Cyclic Interleave Read - Solomon Code ), který pomocí velice odolného opravného kódu zajišťuje kontrolu správnosti a opravu chyb přenosu. Zbývající část rámce obsahuje opět další 3+3 ošetřené audio vzorky včetně CIRC. Celý rámec tedy ob-sahuje 6+6 vzorků akustické informace. Během jeho trvání uběhne celkem 6 period vzorko-vacího kmitočtu o kmitočtu fs = 44,1 kHz. V časovém multiplexu se během jedné periody vzorkovacího kmitočtu postupně vysílají dva vzorky. U digitálního zpracování nelze informace předávat kontinuálně. Při jakékoliv chybě, a s tou je nutno vždy počítat, by celá další informace byla beznadějně poškozená. Informace musíme proto členit do bloků, rámců (anglicky frame), které jsou tak dlouhé, jak důkladné je kódové

90

zabezpečení a jakou chybovost kanálu předpokládáme. U formátu CD-DA je délka rámce 588 bitů a tvoří základní jednotku informace. Během tohoto rámce (trvá 136 µs) proběhne celkem 6 period vzorkovacího signálu a při časovém multiplexu pro stereo jsou předány informace o celkem 2x6=12 audio vzorcích. Četnost výskytu (kmitočet) těchto rámců a tedy i synchro-pulsů a příspěvků do subkódu je cca 7,3 kHz.

Obr. 10-11. Tvar rámce u soustavy CD-A Čtení subkódu, který má v každém rámci 8 významových bitů (14 skutečných), je zajištěno maticovým postupem tak, že jednotlivé 8-mi bitové rámcové příspěvky jsou vytahovány z rámců a postupně ukládány do řádků (pod sebe) do matice 8 x 96 bitů - obr. 10-12. Význa-mově odlišné jsou jednotlivé sloupce této matice. Jsou označeny písmeny P,Q,R,....W a zatím se běžně využívají jen první dva sloupce P a Q. První sloupec P vymezuje začátky a konce jednotlivých částí (skladeb) a zajišťuje i utlumení (muting) zvuku v mezerách. Po-drobnosti jsou v [24] . Druhý symbol Q má více funkcí : zapíná nebo vypíná preemfázi, zajiš-ťuje event. blokování proti nežádoucímu přepisu a hlavně dává informaci o čase jednotlivých úseků, celkovém a zbývajícím. Blok dat subkódu má v prvních dvou řádcích symboly synchronizační, vlastní informace je v řádcích 3 až 82 a tato užitečná informace je opět doplněna blokem kódového zabezpečení CRC (Cross Redundancy Check), který má podobnou funkci jako CIRC u zvukových infor-mací. Do zatím nevyužitých kanálů R až W lze nahrát doprovodný text, libreto, noty, obrázky atd. Kmitočet čtení subkódové matice je asi 70 Hz, takže nápisy neblikají. Vlastní disk CD-DA má mimo funkční plochu se záznamem ještě na začátku tj. na nejmenším průměru „zaváděcí drážku“, která nese informace o adresování jednotlivých skladeb, čase atd. a využívá se i pro identifikaci výrobce či padělatele. Čte se hned po zasunutí disku před vlastním startem - před funkcí „play“. Vlastní Reed - Solomonův kód patří dle [26] k cyklic-kým BCH kódům vhodným pro přenos dat nejen zvukových, ale i obrazových. Má i určité identifikační vlastnosti (označení správný x nesprávný) - délka je rovna délce přidaných za-bezpečovacích symbolů a polovinu z této délky umí i s velkou pravděpodobností opravit. Po-užitá délka CIRC zabezpečení (4 významem osmibitová slova na 6 audio dat rovněž 2 x 8-mi bitových) postačuje na dobré zabezpečení zvukových informací i při dosti velké chybovosti snímacího zařízení řádu 10-3 (1 chybný na 1000 dobrých vzorků). V tomto bloku dvanácti 8-mi bitových slov lze opravit cca 2 chybné vzorky. Pokud se nepodaří výpadek opravit ale ve výsledném formátu (po zpětném „přerovnání“) jsou sousední audio vzorky v pořádku, pak následuje další a jen u analogového kontinuálního signálu možná oprava. Tou je interpolace, dopočítání chybějícího vzorku jako průměr z obou sousedních. U levnějších přístrojů se ně-

91

kdy místo chybějícího vzorku zopakuje vzorek předchozí. Pokud ani tato možnost není, pak se nesprávný (označený) vzorek prostě umlčí, vynechá. Tento zásah se nazývá muting. Celé opravné kódování typu R-S ( Reed - Solomon) je dvouetapové - obr. 10-13. Po prvním kodéru typu RS (24, 28) - ke 24 vstupujícím symbolům se přidávají 4 zabezpečovací a na celou tuto skupinu symbolů, tedy včetně doplněných CIRC symbolů se znovu aplikuje po-dobný algoritmus. Tentokrát ovšem RS (28, 32 ) - k vstupujícím 28 symbolům se dopočítají opět 4 doplňkové CIRC symboly. Toto kódování je provedeno tak, že v zařízení dochází k násobení vstupující sloupcové ma-tice (vektoru ) Vp o p - prvcích ( poprvé 24, podruhé 28 ) a tzv. testovací matice Hp,r . Vý-sledkem je syndromový vektor S o r - prvcích V p . H p,r = S r (10-4) Podrobnosti o této proceduře lze nalézt v lit.[28] a v základní publikaci [24]. Teoretické zá-klady jsou z matematického hlediska přiblíženy v [26]. Vyžaduje se zde poněkud méně známá teorie Galoisových polí a podobné obory matematiky.

Obr.10-12. Sestavení subkódu

92

Obr. 10-13. Signálové schéma kodéru CIRC Čtení vlastní digitální informace v modulaci EFM a ve formátu NRZI je prováděno modulací jasu při snímání odrazu IR světla ze stopy. Běžné jsou snímače pracující dle obr. 10-14. Sto-pa je aktivně zaostřována na reflexní (zadní, vzdálenější) plochu disku, sledování stopy je rovněž aktivní (pomocí servosystémů ) a jen rotace disku je zajišťována ze synchronisačních symbolů v rámci dat CD. Světlo odražené od reflexní plochy disku je jasově modulováno tím, že odraz z „poškozené" plochy s pity je menší a navíc světlo odražené ze dna pitů je posunuto o λ/2, odečítá se. Hloubka pitové jamky a tedy původně tloušťka fotolitografické emulze na matrici CD je cca 200 nm ( tj. λ/4). Poměr mezi největším a nejmenším jasem paprsku je asi 1:4 (cca 15 dB) a to u digitálu stačí. Světlo pak projde polopropustným zrcadlem a pomocí tzv. dělící kostky - hranolu se rozdělí na dva rozbíhavé paprsky. Ty dopadají na čtveřici fotodiod a podle oka-mžité relace lze poznat nejen vlastní digitální informaci (je to suma všech výstupních napětí fotodiod nebo fototranzistorů), ale i to, že objektiv je vysoko či nízko (fokusovací servo), ne-bo vlevo či vpravo od středu stopy (tracking servo). Dříve se tomuto pojetí snímací hlavy říkalo „jednopaprskové“. Celý tento systém se obvykle posouvá pod diskem a to buď přímo-běžně, lineárně, nebo arkusově, po oblouku jako běžná gramofonová přenoska či hlavičky u harddisku či flopydisků počítače.

93

Obr. 10-14. Provedení snímací laserové hlavy 10.2.2. Formát CD - ROM Nepatří sice přímo do oboru zvukové techniky, ale svým vzhledem a použitými principy je alespoň základní informace namístě. Využívá výhodnou velikou kapacitu formátu CD, který při cca 0,7 GB umožňuje uložení asi 270 000 typických stran A4 textu. Pro tyto účely pochopitelně nelze použít opravné postupy typu interpolace a muting, ošetření vlastní digitální informace musí být daleko důkladnější. U CD-ROM existují dva módy, které se právě liší mírou zabezpečení. 1) CD-ROM s rozšířenou ochranou dat ( pro výpočetní techniku), Modus 1 2) CD-ROM s rozšířenou uživatelskou kapacitou ( pro obrázky, grafiku a pod.), Modus 2 Proti CD-DA je zde použit delší a lépe chráněný rámec. Obdobou zabezpečení CIRC je zde podobně koncipovaný blok EDC (Error Detection Code) a ECC (Error Correction Code) . Celková redundance je pochopitelně větší a tím dosažitelná kapacita proti CD-DA o cca 10% menší. Na obr. 10-15 je rámec modusu 1 s velkým zabezpečením dat. Rámec má 2340 funkčních bitů a je rozdělen do dvou polí po 26 řádcích a 45 sloupcích. Je to 1170 bitů ( 2340 : 2 ). Data pro zabezpečení dat P a Q jsou získávána až po zaplnění matice. Čtení totiž silně připomíná čtení subkódu u běžného CD

94

Obr. 10-15. Rámec módu 1 u CD-ROM V současné době se s oblibou používají nahrávatelné a mazatelné (přepisovatelné) disky CD. Jsou obvykle označované jako CD-R nebo CD-RW. Mají předlisovanou drážku a pracují nej-častěji na principu změny barevnosti vloženého barviva vlivem tepla laserového paprsku. Podrobnosti jsou např. v časopise Stereo§Video 1998 č.8. 10.2.3. Páskové digitální systémy bez redukce dat Profesionální systémy patří téměř všechny do skupiny se stojícími hlavami. Postupně se vyvi-nuly dva systémy: japonský systém PRO-DIGI (Mitsubishi a Otari), známý také pod názvem Formát A. Ten je u nás málo rozšířen, a druhý (švýcarsko-japonský) systém DASH (Digital Audio Stationary Haed ) firem Studer (Švýcarsko) a Sony. Společnou vlastností obou soustav je 8 rovnoběžných digitálních stop umožňující jakési příčné zředění kódu i kontrolu příčné parity. Formát PRO-DIGI je v podstatě podobný jako např. u CD-A. U formátu DASH se používá modulace HDM-1. Vzdáleně nahrazuje u CD známý způsob EFM. Výsledkem je plnohodnotný digitální, obvykle 16 bitový záznam se vzorkovací frekvencí nejčastěji 48 kHz s omezenými možnostmi mechanického střihu, s různým počtem zvukových stop - od 2 do cca 48 a s různými posuvnými rychlostmi pásku (19 cm/s, 38 cm/s a 76 cm/s). Rozšíření těchto strojů v praktických provozech je zatím velice nízké a perspektiva je nejasná. Daleko více se používají digitálně adaptované videomagnetofony formátu Beta, U-Matic nebo VHS, které jsou buď vně, nebo častěji přímo uvnitř doplněny PCM adaptory. Nejvíce je používán formát U-Matic Sony, který také obvykle slouží jako základní matrice (master ) pro CD. Mohou být i vícestopé a mohou běžet i v synchronu pro získání mnoha stop. Velice jsou i oblíbeny přístroje R-DAT (dnes zkráceně DAT, očekávaná soustava S-DAT nebyla realizo-vána), které celá řada institucí používá jako lehce přenosné a kvalitní medium. Vadou je sku-tečnost, že DAT pracuje mechanicky na hranici možností a s tím souvisí někdy větší nespo-lehlivost. Nehodí se proto např. pro odbavování programů. a) R-DAT ( Rotary Haed Digital Audio Tape ) Svým rotujícím bubínkem s hlavami (obvykle 2 snímací a 2 nahrávací, u playeru jen 2 sníma-cí) silně připomíná zmenšený videomagnetofon (magnetoscop). Využívá také šikmou stopu (bubínek je skloněn proti ose pásku o zhruba 6°) a pásek ve speciálních kazetách malých rozměrů . Šíře pásku je proti komerčnímu videu čtvrtinová, je to jen 1/8“ = 3,8 mm jako u analogových kazet CC. Pásková dráha je vnější jako u video - pásek se ve smyčce vytahuje z

95

kazety. Proti videu je opásání poloviční, jen 900. Základní náčrtek je na obr. 2-16. Bubínek je menší, má průměr 30 mm a koná cca 2000 n/min. Obvodová rychlost a tedy i relativní rych-lost proti stopě je asi 3 m/s. Mezný kmitočet je pak kolem 1,5 MHz a to pro digitál stačí. Díky malému opásání 90° je vlastní informace nespojitá, délka rámce je totožná s délkou šikmé stopy. Je to asi 23 mm tj. 32 296 bitů. Tento abnormálně dlouhý rámec svědčí o rela-tivně nízké chybovosti kanálu. Umístění stopy na pásku je na obr. 10-17.

Obr.10-16. Bubínek soustavy DAT

Obr. 10-17. Tvar stopy na pásku Druh záznamu je podobný jako u CD s tím, že zde stačí jen modulace ETM (Eight to Ten Modulation, modulace 8 na 10 ), spojovací symbol je jen dvoubitový a opět se zde setkáváme s provedením NRZI. Proti obvyklému vybavení rámce - subkód, synchronizace, začátek rám-ce (margin) atd. jsou zde i některé odlišnosti proti CD. Především je rámec vybaven symboly ATF (Automatic Track Falowing nebo Finding - automatické hledání či sledování stopy) pro upřesnění sledování stopy hlavami , symboly IGB (Inter Gap Block) pro dodatečné nahrání identifikačních údajů (čísel skladeb) do už hotové nahrávky bez „umazání“ vlastních dat a část PLL (Phase Lock Loop - fázový závěs) pro řízení rotace, lépe řečeno relativního pohybu pásku a bubínku. Rozdělení složek ve stopě je na obr.10-18, podrobnosti jsou v tabulce I. Označené zóny (bloky) mají délku 32 B (tj. 256 bitů). Rámec je téměř symetrický, vlastní data jsou označena jako PCM a jsou chráněna podobným způsobem jako u CD . Zde se tomu říká „parita“. Hrubé nalezení stopy je prováděno tak, že snímací hlava má obvykle širší stopu jak záznamová (20 µm proti 13 µm) a tak okraje snímací štěrbiny snímají i sousední stopy. Ty jsou ale dle obr. 10-17 skloněny na opačnou stranu - azimut stopy 20°. Největší výstupní napětí dává hlava zhruba nad středem správné stopy. Další upřesnění spočívá ve čtení už zmí-

96

něné části ATF, kde jsou nahrány relativně nízkofrekvenční informace, které po správném načtení slouží k upřesnění polohy hlavy a stopy. Podrobnosti jsou na př. v lit. [27]. Tabulka I. Formátování šikmé stopy (1 blok je 256 bitů) poř. název zóny délka zóny (bloků) 1 okrajová skupina ( margin) 11 2 PLL ( subkódové) 2 3 subkódová data 1 8 4 synchronisační symbol 1 5 IGB 3 6 ATF 5 7 IGB 3 8 PLL ( pro PCM data) 2 9 PCM Data 128 10 IGB 3 11 ATF 5 12 IGB 3 13 PLL ( subkódové ) 2 14 subkódová data 2 2 15 synchronisační symbol 1 16 okrajová skupina ( margin) 11 Poznámka: Délka bloku je 32 B tj. 256 bitů, stopa má délku 32 768 bitů, vlastní zvukovou informaci nese 23 296 bitů. Na rozdíl od CD je zde synchronizační symbol ze všech nejkratší ale i tak má délku 256 bitů. Soustava DAT využívá několik módů. Běžné jsou 3, norma rozeznává až 5 módů. Nejběžnější je modus 1 s 48 kHz vzorkovacího kmitočtu (nf signál do 22 kHz) stereo. Běžně je používán i modus 2 s 44,1 kHz vzorkování (pro přímý přepis CD) a konečně modus 3 „long play“ s 32 kHz vzorkováním (nf do 15 kHz) vše dvoukanálové stereo. Provoz long play má dvoj-násobnou hrací dobu, poloviční posuvnou rychlost pásku - jen asi 4(!!) mm/s. Méně jsou pou-žívány čtyřkanálové systémy a systémy s neekvidistantním kvantováním. Modusy 1 a 2 mají hrací dobu běžně 2 hodiny, verse 3 až 4 hodiny, ale i více. I u formátu DAT existuje verse Data-DAT podobná jako CD-ROM. Běžná kapacita jedné kazety DAT je kolem 2 GB. Nevýhodou je zde pochopitelně dlouhá doba přístupu, pásek v kazetě je nutno převíjet i když se to děje 200 x vyšší rychlostí. Hodí se proto hlavně pro ulo-žení souvislých třeba obrazových souborů a pod. Při ztrátě záhlaví (je obvykle na začátku pásku) je někdy velice obtížné data z pásku přečíst či obnovit. K ošetření bloku dat PCM je opět využit R-S kód , ten je stejně jako u CD aplikován dvakrát. Informace je opět prokládaná ( interleaving ) a má navíc i křížový charakter . Před asi 10 lety se začalo pracovat na podobné soustavě, ale se stojícími hlavami - S-DAT. Tato soustava se však neprosadila a mimo laboratorní pokusy se s ní dnes už nesetkáme. Urči-tým pokračovatelem těchto myšlenek ale s redukcí datového toku je novější soustava fy Phi-lips DCC (Digital Compact Cassette), o které bude také dále zmínka. Je zajímavé, že ani tento

97

systém není příliš rozšířen a s jeho podporou světové firmy váhají (Philips a částečně Matsu-shita). 10.3. Redukce datového toku u digitálních soustav Možnosti úpravy zvukových signálů jsou podrobně popsány v lit. [28]. Jakási matematicky korektní metoda, se kterou se v trochu jiné podobě můžeme setkat i u výpočetní techniky, je postup s pohyblivou desetinnou čárkou (Floating Point) . U zvukových signálů ale můžeme s výhodou využít tu skutečnost, že signál je spojitý a mění se relativně dosti pomalu. Nemu-síme proto u každého vzorku přenášet celou okamžitou hodnotu „od nuly“, ale pro určitou řadu po sobě následujících vzorků přeneseme společný exponent, rozsah, scalen factor s urči-tou délkou slova (běžně 3 nebo 4 bity) a v rámci takto stanoveného pásma upřesníme zbýva-jícími bity konkrétní hodnotu daného vzorku - mantisou. Při 3 bitech scalen factoru (měřítka) je celý možný rozsah amplitud (třeba 1 V šš) rozdělen na 8 stejných, ekvidistantních pásem. Existují ale i jiné, třeba geometrické způsoby dělení (řada pásem 1/2, 1/4,1/8 atd.). Je jen třeba rozhodnout, po jakou dobu, po jaký počet vzorků bude očekávaná hodnota ampli-tudy uvnitř tohoto pásma. Běžně postačí pro 8 nebo 16 pásem (tj. pro 3 nebo 4 bity měřítka) obnovit či změnit tento údaj každých cca 8 ms. Rychle se měnící přechodové děje a akustické rázy pak obvykle budou přeneseny se skreslením. Některé soustavy jsou proto schopny změnit způsob přenosu pro takovéto rychle se měnící signály. Klasickou soustavou, která způsob s pohyblivou desetinnou čárkou využívá, je dnes už poněkud problematická německá družicová multikanálová soustava DSR (Digital Satelitte Radio). Zavedení tohoto mnohokanálového rozhlasového způsobu vysílání bylo od samého počátku postiženo značnými problémy (nezdary s uvedením družice na dráhu atd.). Než se to vše podařilo, soustava zastarala tak mocně, že o ni přestal být zájem. Dnes se víceméně nou-zově využívá pro profesionální přenos signálu na družice ve vzestupné linii spoje (up-link). My si ji popíšeme jen stručně pro vysvětlení základní myšlenky soustavy s pohyblivou dese-tinnou čárkou. Princip ukazuje obr. 10-18. Zde jsou na levém okraji vyznačeny hodnoty měřítka (scalen fac-toru) a ve zbývající „matici“ jsou vyjádřeny ostatní upřesňující velikosti, mantisy jednotli-vých hladin. Je vidět i vyjádření znaménka, to se pochopitelně neopakuje tak často, jak je naznačeno. Soustava má pak proměnný formát vzorků, který závisí na jeho velikosti: malé signály v pásmu nejnižšího měřítka jsou 8-mi bitové, největší pak 14-ti bitové. Vzorkování je s kmitočtem 32 kHz, nf pásmo je do 15 kHz. Celý kanál využívá „televizní“ šířku 27 MHz a je v něm přenášeno celkem 2 x 8 = 16 stereofonních programů. Bitový tok celého kanálu je úctyhodný a dosahuje cca 20 Mbitů/s. Zmíněný obr. 10-18 popisuje kódovací schéma sousta-va DSR včetně faktoru měřítka a vyjádření znaménka. Další obr. 10-19 zobrazuje přenosový protokol této soustavy.

98

Obr.10-18. Kódovací schéma DSR

Obr.10-19. Přenosový protokol DSR Podobně koncipovanou metodu redukce datového toku používá i anglická televisní soustava NICAM 728 (BBC) a japonská soustava DANCE (NHK) pro přenos digitálního zvukového doprovodu analogové televize. Ale jejich budoucnost je nejasná. Je dobré si uvědomit, že při správné volbě „opakovacího intervalu“ přenosu exponentu se v tomto případě jedná o beze-ztrátovou kompresi. Tyto „skoromatematické“ formy redukce jsou už dnes u zvukových pře-nosů překonané a téměř beze zbytku bývají doplněny metodami fyziologickými. Vždy se ale jedná o redukci ztrátovou! Budeme-li mít k dispozici časové tj. spektrální vyjádření přená-šeného signálu, můžeme k redukci dat použít některé zajímavé poznatky. Především dle obr. 10-20 nemá význam přenášet signály pod prahem slyšitelnosti. Ten je znám už dávno a je vyjadřován F-M diagramem. Práh je kmitočtově závislý, lidský sluch je nejcitlivější v okolí

99

2,5 kHz a pak jeho citlivost klesá jak k nízkým, tak i k vysokým kmitočtům. Tato čára tvoří jakousi pevnou masku, která odlišuje důležité části pro přenos (leží nad touto pevnou mas-kou) od nedůležitých - irelevantních částí pod touto čarou. Navíc zde přistupuje proměnná, dynamická složka. Ta souvisí s jevem zvaným maskování. Maskování má rozměr jak kmito-čtový - silný zvuk omezí vjem slabších zvuků v určitém kmitočtovém okolí tohoto dominant-ního zvuku, tak i časové. Hovoříme o premaskingu (už předem v době cca 8 ms před zazně-ním dominantního zvuku je jiný zvuk maskován - nesouvisí to s předpovídáním budoucnosti, ale s fyziologickou činností našeho mozku) a také postmasking - vnímání je zahlceno i po dobu asi 50 až 200 ms po dominantním zvuku. Celý tento mechanismus je závislý na kmito-čtovém umístění maskujícího zvuku i na povaze vlastního zvuku. Jiné vlastnosti mají harmo-nické a hudební zvuky, jiné přechodové jevy a hluky vůbec. Tyto poznatky byly získány statistickým měřením na velkém počtu posluchačů a jsou uloženy v podobě jakýchsi „masko-vacích šablon“ v důležité části kódovacího zařízení. Často se mu říká psychoakustický mo-del. Základní poznatky jsou např. v lit.[28]. Na základě těchto staronových poznatků byly realizovány četné soustavy na redukci datového toku u zvukových digitálních systémů. Firma Philips používá soustavu PASC (Precision Adaptive Sub-band Coding) u kazetopáskové sou-stavy se stojícími hlavami DCC. Sony zase redukční princip ATRAC (Adaptive TRansform Acoustic Coding) u velice perspektivní diskové soustavy MiniDisc MD. Mimo to byly skupi-nou MPEG (Moving Pictures Expert Group ) navrženy další možnosti. Původně to byly způ-soby MASCAM (ten se nepoužívá) a hlavně MUSICAM (Masking Pattern Universal Sub-band Integrating Coding and Multiplexing). Posledně jmenovaný je dnes nejpoužívanější, neboť byl s nepatrnou úpravou převzat do většiny mezinárodních doporučení skupiny MPEG hlavně v Evropě.

Obr. 10-20. Vysvětlení maskovacího jevu Zpracování zvukového signálu způsobem Musicam, tedy MPEG probíhá dle obr. 10-21 asi takto. Ve vstupní části (v bance filtrů) se načte určitý počet vzorků - např. 384 (při vzorkování 48 kHz to dává čas 8 ms) a pomocí rychlé Fourierovy transformace FFT se převede do časové oblasti, určí se spektrum. To se digitálně rozdělí v tomto případě na 32 stejně širokých kmito-čtových pásem o šířce 750 Hz. V každém pásmu se nachází nejvýše 1/32 počtu vstupních vzorků tj. 12. Z těchto 12 vzorků se vybere vždy největší a ten určí hledaný scalen factor -

100

výběr měřítka. Je zajímavé , že v dílčím kmitočtovém pásmu stačí použít přiměřeně tj. 32 krát nižší vzorkovací frekvence. Zde to bude pouhých 1,5 kHz. Hovoříme o „podvzorkování“. Takto vybraných 32 velikostí měřítek se zavádějí do bloku psychoakustického modelu. Zde se porovnají velikosti měřítek s hodnotami získanými při pokusech s posluchači a určí se hleda-ná hladina, pod kterou jsou vzorky nedůležité. Je to vlastně aktualizovaný a po dobu následu-jících třeba 8 ms platný práh slyšení. Do psychoakustického modelu vstupuje zleva rovněž Fourierovsky určené spektrum, ze kte-rého se dá určit povaha zvuku (nepravidelné hluky a rázy, nebo táhlá melodie). I to ovlivňuje povahu činnosti dalších obvodů. Podle toho se pak pro 12 následujících vzorků přidělí určitý počet bitů. Ten je stejný pro uvedenou skupinu vzorků, ale různý v jednotlivých kmitočtových pásmech. Přidělený počet bitů je nejvíce roven 15, nejméně dokonce pouhé 2! Na výstupu kodéru se těchto 32 příspěvků normuje (bude popsáno dále) a formátuje do sériového bloku, který může mít definovanou bitovou rychlost podle požadované kvality přenosu. Pro nejvyšší nároky je používána rychlost 448 kbitů/s, pro nejskromnější postačí jen 32 kb/s. Základní formát využívající tento typ komprese je znám jako MPEG 1. Ten je dále upřesněn v tzv. úrovních či vrstvách (anglicky layer). Pro nás je nejdůležitější vrstva 2, která se ve zvukovém pojetí liší od klasického Musicamu jen záhlavím. Popíšeme si nyní stručně zmíněný obr. 10-21: vstupní signál o bitové rychlosti nejčastěji 768 kbitů/s se pomocí FFT zpracuje jednak na spektrální obraz s následující digitální filtrací (horní větev schématu), jednak se určí povaha signálu (rychlý, pomalý, hudební atd.) ze 1024 vzorků. Z vlastností podvzorkovaných vzorků v jednotlivých pásmech se určí výběr měřítka, stanoví se počet činitelů měřítka a normování činitelů měřítka. Výběr se přivádí do hlavního vstupu psychoakustického modelu, kde se s přihlédnutím na povahu vstupujícího akustického signálu rozhodne o tom, co bude nutno sku-tečně přenášet, co „má cenu vysílat“ a co je irelevantní. Podle předvolené bitové rychlosti tj. podle požadované kvality (hi-fi kanály, komentátorské kanály, signál pro družice s omezeným spektrem tj. s menší vzorkovací frekvencí, obvykle 32kHz atd.) se dynamickým způsobem přidělí počet bitů. Dále následuje blok, který provede normování. V praxi to znamená, že ve-likosti vzorků v daném kanále jsou děleny tím největším, který určil velikost scalen factoru. Největší vzorek má pak hodnotu jedna, ostatní jsou mírně menší. Tak se získá velmi výhodná vlastnosti, že všechny vzorky v dané skupině jsou víceméně stejné a navíc velké. Lépe se s nimi dále pracuje, dávají relativně malé množství možností a dobře využívají bitové možnosti přenosu. Důležitým blokem je kódování vedlejších informací, neboť ve vyslaném rámci musí být po-psáno, co se s vysílaným signálem vlastně stalo a toto neustále tj. po třeba 1024 vzorcích aktualizovat. Výsledek se převede obvykle do sériového módu a sloučí se do výsledného tva-ru, doplní potřebným zabezpečením (nejčastěji na bázi oblíbeného Reed-Solomonova kódu s prokládáním) a odešle ven.

101

Obr.10-21. Kódování zvuku v soustavě MPEG 1, vrstva 2 Výsledný rámec v této soustavě třeba pro jednokanálový přenos je na obr. 10-22.

Obr.10-22. Jeden rámec MPEG 1 vrstva 2 pro jednokanálový přenos Podrobnější popis různých kombinací soustav MPEG lze najít v [28]. Proslýchá se, že neza-nedbatelný vliv na výsledky činnosti skupiny MPEG měla firma Philips a tak nepřekvapí dosti značná podobnost MPEGu s vyloženě firemním způsobem redukce PASC u soustavy DCC. Je smutné, že tyto jinak podobné způsoby jsou zcela nekompatibilní. Je to způsobeno i tím,že MPEG je vlastně „jednokanálový“, spíše sériový a DCC pracuje s 8 -mi souběžnými stopami na mgf. pásku. a). Kazetopásková soustava se stojícími hlavami Philips DCC Tvůrce nejoblíbenějšího formátu pro analogový záznam zvuku na magnetické médium tedy Philips a jeho kazeta CC (Compact Cassette) z roku cca 1963 měla slavit po třiceti letech digitální renesanci právě v soustavě DCC (Digital Compact Cassette). Vnější tvar kazety měl být a je stejný, dokonce přístroje DCC umožňují přehrávání (ne záznam) i obyčejných analo-

102

gových kazet CC. K tomu je v přístroji dvojitá hlava: má dvoustopou část analogovou pro analogový způsob snímání a na druhou polovinu šířky pásku lze zaznamenat i snímat 8 (lépe řečeno 8+1) digitálních souběžných stop o šířce cca 10 x větší něž třeba u R-DAT formátu. Těchto 8 stop je evidentně převzato z profesionálních formátů typu PRO-Digi a DASH. Šířka záznamové stopy je tu kupodivu (proti DAT formátu) širší jak u snímání. Záznamová hlava má šířku stop 185 µm a při snímání jen 70 µm. Zatím co vícenásobná záznamová hlava je „běžného“ elektro-magnetického principu s „půlzávitovým“ vinutím, velice zajímavý magne-torezistivní MRH princip použil výrobce u snímací hlavy. Hlava je provedena technikou „mi-kroelektronických chipů“ pomocí techniky tlustých vrstev s magneticky vodivými pólovými nástavci. Mezi nimi je vložen magnetoodporový“ člen na bázi vizmutu Bi. Ten je dokonce předmagnetován ss proudem a magnetické pole ze stopy působí modulaci tohoto ss proudu. Tento princip se zalíbil i celé řadě výrobců „obyčejných“ analogových kazetových magneto-fonů (Aiwa, Technics) tak, že tyto hlavy dodávají i do svých analogových výrobků. Princip DCC soustavy je v [29] a [30]. Základem soustavy je redukční fyziologický, tedy ztrátový datový princip podobný jako MUSICAM, zde nazývaný PASC (viz dříve). Je opět 32 pásmo-vý a až na využití mozaikového rozložení informace do souběžných 8-mi stop je dosti podob-ný MPEGu. Aby DDC hrála i obyčejné kazety využívá vnitřní páskovou dráhu (nevytahuje pásek z kazety) a má tedy podobné potíže jako CC kazeta. Philips vymyslel velice rafinovaný způsob vedení a centrování pásku před hlavami a spoustu „fíglů“. To však nic nemění na fak-tu, že soustava pracuje s přímým dotykem pásku a hlavy, že musí vyhledávat rychlým převí-jením atd. To vše silně poznamenalo perspektivu a tak v současné době je DCC v podstatě v útlumu a žije jen s rozpačitou podporou mateřské firmy Philips. I když původně byly poměry mezi DCC a konkurenční soustavou Minidisc MD Sony dosti vyrovnané - v počátku se tvrdi-lo, že DCC má výrazně lepší redukční systém PASC, Minidisc má zase lepší princip a bídný redukční systém (ATRAC - původní verze typu 1.0), dnes už to neplatí. Sony velice intenzív-ně „zapracoval“ na zlepšení redukce ATRAC (od roku 1997 existují běžně verze 3.5 a 4.0) a tak je soustava MD jasně perspektivnější. Vítězí optický (lépe řečeno magnetooptický) prin-cip bezkontaktního snímání a velice rychlé vyhledávání připomínající „počítačnicky“ běžná media typu harddisk atd. b). MiniDisc firmy Sony - systém MD Představuje dnes velice perspektivní a technicky elegantní způsob záznamu a reprodukce digitálního zvuku s neomezeným počtem záznamových cyklů („úředně“ milion přehrátí, lépe řečeno přemazání) a s velice rychlým přístupem. Výhodou je neobyčejně malé a skladné me-dium v podobě „diskety“ v typickém počítačovém obalu o průměru dokonce jen 2 1/2" tj. 63 mm a o základní kapacitě asi 150 MB. Díky redukci v poměru cca 1:5 je hrací doba v podsta-tě totožná jako u CD tj. 74 min. Medium je magnetoopický disk na bázi prvků typu Fe, Co a Tb (železo,kobalt a thebium), které mají zajímavé magnetooptické vlastnosti v okolí jejich Curieova bodu. Ten je cca 200o C a jak je známo, při jeho překročení se mění vlastnosti fero-magnetické na paramagnetické. U vyvinutého materiálu dojde obvykle ke změně polarizační roviny. Tento jev potřebuje jednak magnetické pole - to je obvykle dodáváno v nefokusované podobě ze druhé, rubové strany disku podobnou hlavou jako u disket počítače. Konkrétní mís-to záznamu se s mikrónovou přesností určí lokálním nahřátím daného místa laserovým pa-prskem.Tak je zajištěno, že magnetické pole působí jen na nahřátá místa a nepůsobí na okolí, kde jsou už dříve nahraná data. Lze to i obrátit a modulací ovládat laserový svazek. Není to ale obvyklé. Vzhledem k nepatrné ploše nahřívaného místa (kolem 1 čtverečného mikronu) je potřebná energie nepatrná a rovna několik mW. Snímání se děje podobným principem jako u běžných CD-DA disků jen s tím rozdílem, že k potřebné jasové modulaci paprsku se dosta-

103

neme přes polarizované světlo. Minidisky jsou dodávány buď jako profesionálné nahrané, tehdy jsou lisované jako deska CD ale s použitím redukce datového toku ATRAC („lineární“ kapacita cca 150 MB, skutečná cca 600 MB), nebo jako nahrávatelné. Pak musí mít technolo-gicky naznačenou budoucí „drážku“. Ta je předlisována už při výrobě a slouží k zajištění sle-dování stopy podobně jako u běžného formátu CD-A. Stoupání této „drážky“ je obvyklých 1,6µm a šířka cca 0,4µm. Pokud bychom nechtěli výrobně používat tuto vodící drážku, bylo by nutno vymyslit velice precisní mechanismy pro vedení laserové hlavy nad povrchem disku a to by bylo technicky složitější než volené řešení. Proslýchá se, že firma Sony minidisky silně dotuje a že prodejní cena je jen zlomkem výrob-ní. Obliba tohoto formátu je v poslední době značná a zdá se, že MD zcela vytlačí konkurenč-ní princip DCC firmy Philips. Poslechové vlastnosti pokročilých versí ATRACu jsou zcela srovnatelné s PASCem a MUSICAMEM (tedy MPEGem). V současné době se MD formát dodává i jako Minidiscmen ve skutečně krabičkovém formátu (obvykle jen player) a v profe-sionálních provozech se MD používá pro reportáže a podobné použití. Značná otřesuvzdor-nost hlavně přenosných přístrojů je obvykle zajišťována využitím pamětí, kde je informace konservována po dobu několika sekund. Tak jsou překlenuty úseky nekorektního snímání a po tu dobu „hraje“ vyrovnávací paměť. Lze to využít i tak, že při začátku skladby máme ně-kolik sekund na rozmyšlenou a pokud se dodatečně rozhodneme pro záznam, je chybějící úsek doplněn z této paměti. Díky velice krátké době přístupu lze snadno i elektronicky přeha-zovat nahrané části disku, měnit jejich pořadí, určité skladby vynechávat nebo blokovat („dět-ská pojistka“) atd. Díky možnosti dodatečného označení úseků i krátkým textem (obdoba IGB u formátu DAT) lze disk označit nebo okomentovat a tak zajistit snadnou archivaci a vyhle-dávání jednotlivých skladeb. I když znalci tvrdí, že při bezprostředním srovnání redukované a původní neredukované podoby záznamu lze úbytek informace pochopitelně postřehnout, je při běžném poslechu kvalita velice dobrá a digitálně „čistá“. Základní náčrt konstrukce MD recorderu je na obr. 10-23. Naznačená koncepce umožňuje obě varianty nahrávání a to modulaci magnetického pole při konstantním nahřívacím příkonu laserové diody - tento způsob je u firmy Sony častější, nebo opačný postup s modulovaným jasem UR laseru a konstantní „předmagnetisací“. Podrobnosti jsou v [ ]. Konfigurace dat v jednotlivých sektorech na disku s organizací připomínající flopy nebo hard disky počítače naznačuje obr. 10-24.

Obr.10.23. Provedení záznamu na formát Minidisc MD Sony

104

Obr. 10.24. Konfigurace dat na Minidisku c). DAB - Digital Audio Broadcasting Je to moderní a nadějná metoda rozhlasového vysílání a to jak pozemního (terestriálního) , tak i satelitního. Obě možnosti zpravidla využívají podobné výchozí principy a liší se mimo způ-sob šíření jen druhem použité modulace a kmitočtovým pásmem. V budoucnu budou tyto dva způsoby asi kombinovány. Místní vysílání bude pozemní, celoplošné družicové. Některým zemím s velkou geografickou rozlohou typu Čína, Indie a Austrálie hlavně družicové způsoby velice vyhovují. V zadání těchto systému DAB byly hlavně požadavky na digitálně kvalitní příjem i v mobilních prostředcích bez směrových přijímacích antén, za vysoké rychlosti (až 160 km/h) a i v členitém a městském terénu. Proto hlavní pozornost byla věnována snížení vlivu nekvalitního příjmu s malým odstupem S/N, s mnohonásobným příjmem (s odrazy) a navíc s nutným a značným Doplerovským posuvem kmitočtu. Hlavně tyto dvě posledně jme-nované potíže jsou u digitálních způsobů velice vážné. V současné době se ve světě objevily dva způsoby řešení: Americko-Japonský System B s jedinou nosnou vlnou - ten je kupodivu hodnocen hůře a řešení pro „zbytek světa", tedy i Evropu a ten je zdá se lepší. Evropská verse je označena jako System A a je koncipována jako soustava s mnoha nosnými, v podstatě s rozprostřeným spektrem. Využívá myšlenky tzv. OFDM (eventuálně COFDM) tj. Orthogonal Frequency Division Multiplexing, ortogonální nebo kódově ortogonální frekvenčně dělený multiplex. Základní myšlenky byly dohodnuty na konzorciu EUREKA 147 a upřesněny co do kmitočtového plánu na konferenci ve Wiesbadenu (SRN) v létě 1995. Byly normovány verse pozemní (terestriální), satelitní, kabelové a hybridní. Pozemní a pro nás nejzajímavější vysílače budou asi pracovat v jednofrekvenčním módu SFN (Single Frequency Network) v buňkové síti trochu připomínající síť mobilních telefonů GSM. Největší naději na rychlé uve-dení mají uvolněná televizní pásma z 12. TV kanálu 3. TV pásma (223 - 230 MHz), kde lze pohodlně umístit čtyři samostatné kanály se středními kmitočty 223,95, 225,65, 227,35 a 229,05 MHz. Šíře jednotlivých dílčích kanálů je jednotná a rovna 1,5 MHz. Základní myšlen-ky ODFM jsou založeny na rychlé Fourierově transformaci, které námi už poznaným způso-bem převádí časové vlastnosti signálu na kmitočtové, spektrální. Aby se zajistila potřebná odolnost bloku digitálních informací hlavně proti vícenásobnému příjmu a odrazům je tento doplněn určitou pauzou - ochranným „prázdným“ intervalem. Jeho délka je v relaci s očeká-vaným zpožděním přijímaného signálu při vícenásobném příjmu s odrazy. Po převodu algo-ritmem FFT získáme periodicky se opakující hustou řadu „nosných“, kterých může být teore-ticky nekonečný počet, lze je omezit na nějaký rozumný a dohodnutý počet a navíc díky zná-

105

mým mechanismům přiřazení časové struktury signálu a jeho kmitočtové formy může např. každá n-tá nosná nést informace od určitého zvoleného signálu. Přenos tímto rozprostřeným spektrem má mnohé výhody. Hlavní je značně pomalá hodnota relativního datového toku v dílčích nosných a tím i značná necitlivost na zkreslení. Příjem odrazů navíc anuluje ochranné pásmo o délce zhruba 1/100 délky rámce. Běžné jsou soustavy, které pracují s více jak 1000 dílčích nosných na jeden kanál, navrhovaný systém má mít 1536 nosných s odstupem 1 kHz. Každý dílčí kanál o šíři cca 1,5 MHz bývá obvykle víceprogramový, často má 5 nebo 6 stere-ofonních programů s doplněním příslušnými datovými kanály. Pokud bude vybudována jed-nofrekvenční síť SFN, pak při synchroním chodu všech malovýkonových vysílačů lze zajistit plošný příjem pro daném území. Výhodou je ta skutečnost, že lze využít stávající FM vysílače i uzlové stanice GSM, Radiomobilu atd. Jako základní literaturu lze doporučit [34] a [38]. Asi nepřekvapí, že do této mnohonosné soustavy vstupují zvukové signály fyziologicky reduko-vané, prakticky vždy použijeme soustavu MPEG 1 vrstva 2. Rámec zabezpečené digitální informace lze s výhodou doplnit např. identifikací určitého žánru (vážná hudba, zprávy, jazz, pop atd.) a vytvořit tak velice přívětivou a téměř interaktivní soustavu. V současné době se předpokládají základní tři módy DAB. Mód č. 1 - SFN s odstupem vysílačů cca 60 km (šesti-úhelníkové uspořádání), frekvence 12. kanál 3. TV pásma tj. pod 375 MHz, délka rámce 96 ms, ochranný interval 250µs, šířka pásma OFDM cca 1536 kHz, datový tok 2,4 Mbitů/s. Mód 2: pro lokální použití (velká města), rozteč vysílačů asi 15 km, rámec 24ms, ochranný interval 62,5 µs a mód 3 družicový, kmitočet vysílačů cca 3 GHz, rámec 24ms, ochranný in-terval 31,25µs. Drtivá většina vysílačů je modulována typicky digitálním způsobem - použi-tím čtyřkvadrantového fázového klíčování QPSK obvykle v nějaké modifikované formě. Za-jímavou vlastností hustého spektra OFDM je ta skutečnost, že energie vlastních dílčích kaná-lů je kolem jednotlivých nosných rozložena podle oblíbené SI funkce tak, že dílčí spektrální příspěvky postranních modulačních pásem jednotlivých nosných se vzájemně překrývají. Ortogonalita (je to určitá forma regulárnosti tj. jednoznačné dekódovatelnosti) je právě v tom, že díky vhodným kmitočtovým a hlavně fázovým relacím nedochází v překrývajících se oblastech k interferencím. Za těchto podmínek je pak efektivita přenosu a tím i jakási „ener-getická výtěžnost“ výrazně větší jak u „obyčejného“ frekvenčního multiplexu. Lidově řečeno sousední nosné musí být situovány právě do průchodů nulou SI funkcí sousedních modulač-ních pásem. Přetvoření časových paketů s ochranným oddělovacím intervalem ∆ za pomocí rychlé Fourierovy transformace FFT a náznak ortogonality dle předchozí poznámky je na obr. 10-26. Rozteč mnohonosného spektra souvisí s původním blokem dat v časové oblasti jedno-duchým vztahem fi +1 = f i + 1/ ts .

Obr.10-25. Skupinové schéma kodéru DAB

106

Obr.10-26. Signál DAB (OFDM) a jeho převod do kmitočtové oblasti Referenční symbol v rámci slouží ke startování dekódovacích obvodů přijímače a má podob-nou funkci jako „vzorek referenční fáze“ - burst u TV barevných přijímačů. Rychlý informač-ní kanál (Fast Information Channel) upozorňuje na aktuální i budoucí obsah hlavního kanálu (obsah, přenosová rychlost, způsob ochrany proti chybám). Kanál hlavních služeb MSC (Main Service Channel) obsahuje hlavně vlastní audio signály, dále je doplněn dalšími služ-bami, jako konfigurace použitého multiplexu MCI ( Multiplex Configiration Information), data spojená s programem - PAD (Program Associated Data) a servisní informace SI ( Service Information). 10.4. Náznak perspektivy oboru V poslední době probíhá vývoj oboru velice prudce. V oboru přenosu vícekanálových zvuko-vých soustav (ty jsou v analogové podobě známy jako domácí kino AV, Dolby Stereo, Sur-

107

round sound či Pro-logic) zaznamenal značný úspěch digitální systém firmy Dolby AC-3 s možností přenosu až 6 kanálů v digitální kvalitě. Podobné myšlenky zahrnují i vyšší formy normy MPEG. Je škoda, že firemní soustava Dolby AC-3 stojí mimo normalizační snahy alespoň evropské a lze jen těžko říci, zda bude v Evropě masověji akceptována. Základní informace jsou v lit. [39]. Podobná sólová akce je multiprogramový způsob rozhla-sového přenosu z družice známý jako ADR (Astra Digital Radio) nebo Sa-Ra (Satellite Ra-dio), které konkurují typicky kabelovému způsobu DMX (Digital Music Expres), ale ten je dnes již v útlumu. Daleko větší rozšíření se všeobecně přičítá novým postupům zvětšení bito-vé kapacitu na formátu CD. Tyto nové soustavy jsou známy pod označení DVD (Digital Versatile - původně jen Video Disc) s výrazně větší kapacitou (asi 7x) než má běžné CD. Bylo toho dosaženo jednak sníže-ním vlnové délky použitého laseru z hodnoty IR tj. cca 800 nm do oblasti viditelného záření o λ = 630 nm. S dokonalejší optikou je rozlišovací schopnost v poměru vlnových délek lepší. Dále byla snížena rozteč „drážky“ z původní hodnoty 1,6 µm na 0,75 µm a zmenšení délky pitu z 0,83 µm na 0,4 µm (je to vlastně „dlouhohrající režim). Dále byly využity poznatky firmy IBM o vícevrstvých discích a tak byly vytvořeny verze DVD-5 (jednovrstvý a jedno-stranný) s kapacitou 4,7 GB tj. asi 7 disků formátu CD, dále DVD-9 (jednostranný dvouvrst-vý) s kapacitou 8,5 GB, DVD-10 (dvoustranný jednovrstvý) s kapacitou 9,4 GB a konečně DVD-18 (dvoustranný dvouvrstvý) s kapacitou 17 GB. Přeostřování z jedné vrstva na druhou umožňuje dvouohnisková optika a je řízeno čtením příslušných subkódů. Je pochopitelné, že vrstva blíže ke zdroji světla (tedy vnitřní) nemůže být kryta odraznou kovovou vrstvou a tak je použito čtení se stáčením polarizační roviny . Vzdálenost mezi oběma aktivními plochami je pouhých 40 µm a obě části jsou vyrobeny zvlášť a dodatečně slepeny takto tlustou vrstvou „lepidla“. Oboustranné disky jsou lepeny ze dvou (v nejsložitějším případě ze čtyř) vrstev. Informace je např. v [36] a [45]. Obr. 10-27 umožňuje srovnání rozměrů „drážek“ klasického formátu CS s formátem DVD.

Obr.10-27. Srovnání rozměrů pitů klasického CD a DVD Kapacitní varianty formátu DVD naznačuje další obrázek 10-28. Existují i jiné varianty, jako kombinace běžné vrstvy formátu CD a druhou vrstvou typu DVD (vrstva blíže ke snímacímu laseru musí být pochopitelně průhledná a využívá pity se stáčením polarizační roviny), i na jedné vrstvě může být část třeba blíže ke středu běžné CD a dále od

108

středu stejná hudba ve formátu DVD nejčastěji vícekanálová pro majetnějšího posluchače apod.

Obr.10-28. Varianty formátu DVD Jakousi „třešinkou na dortu“ jsou v poslední době nabízené zvukové „superformáty“. Dnes jsou známy hlavně dva: DVD-A (Audio) a SACD (Super Audio CD Sony a částečně Philips). I když běžně chápeme formát DVD jako video (filmový), jeho obrovská kapacita (běžně 4,7GB na vrstvu) láká i tvůrce super kvalitních hudebních produkcí. V současné době je ško-da, že při využití možností těchto nových soustav „není co nahrávat“, neboť kvalita stávají-cích master nahrávek je hluboko pod možnostmi nových formátů. A tak většina výrobců na-hrává alespoň umělecky vynikající snímky ovšem s kvalitou odpovídající době jejich poříze-ní. Částečným řešením je ovšem ta skutečnost, že hodně profesionálních studiových nahrávek je pořízena v posledních letech ve formátu 24 bitů a tak výsledný produkt alespoň přenáší bez zkreslení to, co bylo ve studiích nahráno. a). Formát DVD-Audio je podporován hlavně firmami Matsushita, JVC, Toshiba, Pioneer a společností Warner Mu-sic. Soustava využívá poněkud „mechanicky“ obrovské kapacitní možnosti formátu DVD tj. nabízenou kapacitu cca 4,7GB a datový tok až 9,6Mb/s. Proto umožňuje při celkem nevel-kých nárocích na zvětšení hrací doby použití mnoha formátů včetně multikanálových a to i s vysokým vzorkovacím kmitočtem (běžně 96kHz, ale i 176,4 a 192kHz!). Lze kombinovat zvukové superprodukce s obrázky (menu, statické obrátky – Still Video, Slide Show) s výbornou ochranou dat proti pirátskému kopírování včetně „vodoznaku“- Watermarking , ten je vidět prostým okem na povrchu disku. Obecně lze získat DVD-A disky s videem i bez videa. Zásadně jsou použité obě skupiny informací nahrávané zvlášť ve zvláštních zónách a u audio produkcí jsou obrázky načteny do paměti předem a pak doplňovány v mezerách mezi skladbami a pod. Organizace disku DVD-A je členěna na skupiny (Group – velké cel-ky),audio tituly (Audio Title ATT – menší části skupin), dále na stopy (Track) a konečně na nejmenší díly –Indexy. Další tabulky jsou určeny pro získání základních informací o vlastnos-tech DVD-A disků.

109

Audio objekt Video objekt Metoda kódování PCM nebo MLP LPCM nebo Dolby Digital Vzorkovací frekvence (kHz) 44,1/48/88,2/176,4/192 48/96 Bitů na vzorek 16/20/24 16/20/24 Maximálně kanálů 6(do

96kHz),2(do176,4/192)kHz 6 nebo 8

Datový tok max. 9,6 Mb/s pro LPSM 6,144 Mb/s Tabulka: Základní způsoby provedení DVD-A disku Zde zkratka LPCM znamená „lineární“ PCM tj. jen se zvětšeným počtem bitů a vyšší vzorko-vací frekvencí, označení MLP souvisí s nově vyvinutou bezeztrátovou kompresí Meridian Lossles Packing, která umožňuje nahrávací dobu 74 min i při 24 bitové konverzi a vzorkovací frekvenci 96 kHz. O výsledku použití této komprese vypovídá další tabulka, kde jsou i vyzna-čeny různé možnosti konfigurace

Obr.10-30. Konfigurace disku DVD-A Z obrázku je vidět, že požadavek velkého počtu kanálů je vykoupen snížením bitového rozli-šení. Velký důraz je kladen na ochranu dat před kopírováním. Výrobci se nechtěli dát překva-pit tak jako u běžných CD, kde je tato záležitost zcela neošetřena a dnes působí hlavně při ochraně autorských práv velké a neřešitelné potíže. Proto firmy IBM, Intel, Toshiba a MEI navrhly systém CPPM (Content Protection for Pre-recorded Media), který zabraňuje nelegál-nímu kopírování dosti účinně. Tento ochranný prostředek byl zaveden v roce 2000. Disky ve formátu DVD-A mohou být všech provedení, jak ukázal již dříve obr. 10-28. b). Super Audio CD Sony-Philips Má některé podobné požadavky na kvalitu i ochranu dat jako DVD-A , ale používá poněkud jiné (snad i lepší) způsoby zpracování. Především umožňuje kompatibilitu s původním formá-tem CD i když poněkud primitivně: v plném formátu je to disk dvouvrstvý s vrstvou s vysokým rozlišením DVD a s běžnou druhou vrstvou CD. Je ale nutno říci, že současně prodávané SACD jsou jen jednovrstvé a nemají CD kompatibilitu. Obě soustavy, tedy jak DVD-A tak i SACD musí splňovat požadavky asociace ISC (International Steering Commi-tee), kterou založily otganizace RIAA (Recording Industry Association of America), RIAJ (Recording Industry Association of Japan) a IFPI (Europe´s International Federation of Pho-nographic Industry) – obr. 10-31.

110

Obr. 10-31. Srovnání požadavků ISC a jejich splnění na SACD Disky SACD používají celou řadu nových a zajímavých technologií. 1).Jednobitový digitální převod DSD (Direct Streem Digital) s vysokou linearitou (podobný postup je už používaný u lepších CD přehrávačů – převodníky MASH apod.) a s vysokou vzorkovací frekvencí. Ta je rovna 64 násobku běžné vzorkovací frekvence u CD, tedy 64 x 44.1 kHz = 2,8224 MHz. Tento způsob je zhruba ekvivalentní systému s převodem 24 bitů a s vzorkovací frekvencí 96 kHz. U tohoto systému se nepřevádí vzniklý „datový proud“ jed-nobitového formátu na běžnou PCM jak je to obvyklé, ale veškeré další zpracování včetně studiového je v tomto sériovém formátu. Přináší to mnohé výhody, hlavně menší zkreslení a možnost vynechání celé řady filtrů (rekonstrukčních i jiných), které do zpracování vnáší hlav-ně fázová zkreslení. Navíc je takto získaný formát dat velice snadno modifikovatelný na po-třebné výstupní signály, jako výstup pro DAT, satelity a CD. Tato metoda je kombinovaná s postupem SBM (Super Bit Mapping) . Je to už dříve vzpomenuté „tvarování šumu“, které je provedeno tak, aby spektrální hustota šumu byla v oblasti do cca 3 kHz omezena a šum je „přestěhován“ do vyšších kmitočtových oblastí, kde je daleko méně rušivý. Obvod, který to umí má nesmírně honosný název Sony’s Real Time Super Bit Mapping Direct Processor. Tento proces lze využít i u mnohem méně dokonalých formátů. I při použití u běžných CD disků je dojem po aplikaci SBM daleko lepší. Tuto úpravu lze použít jako dodatečnou u ja-kéhokoliv digitálního zpracování a zařízení lze koupit i v přídavné krabičce. Firma Sony hod-lá DSD používat jako standardní metodu zpracování i uchovávání zvukových snímků a začala už s převodem a archivací dříve nahraných záznamů do tohoto formátu. Dokonce se tvrdí, že v této podobě lze snáze pozorovat základní vlastností audio signálů jako kmitočet a amplitudu apod. Je velkou výhodou, že DSD je dosti podobný s běžně používaným způsobem převodu sigma - delta, zde 64 násobnou. Další velkou výhodou DSD je velmi jednoduchá možnost zpětného převodu DSD toku na analogový signál. Trochu to připomíná „demodulaci“ šířkové analogové impulsové modulace, kdy stačí na výstup zařadit jednoduchý filtr typu dolnofrek-venční propust (v nouzi jen integrační článek). Získání jednotlivých formátů z původního DSD materiálu, které jsou vhodné pro jednotlivé aplikace naznačuje obr. 10-32. Mohou to být CD 44,1 kHz, kvalitní audio s dvojnásobnou vzorkovací frekvencí, satelitní formát a „dlou-hohrající“ formát DAT s 32 kHz vzorkováním, 48 kHz vzorkování pro profesionální digitální

111

systémy ve studiích atd. Výhodou DSD je podstatně jednoduší schéma zpracování než u běž-ného způsobu práce se signálem v „paralelní“ podobě.

Obr. 10-32. Způsob dalšího zpracování výstupu z DSD Divize mateřské firmy Sony Solution vyvinula zařízení Sony Studio, které celé pracuje ve formátu DSD. I při obrovské zásobě kapacity je nutno signál před vlastním záznamem redu-kovat. Lze pochopitelně použít některý známý ztrátový redukční princip jako AC-3 nebo ně-kterou verzi MPEGu, ale firma Philips přímo pro SACD navrhla bezeztrátový způsob reduk-ce. Způsob se nazývá DST (Direct Streem Transfer). Způsob trochu připomíná počítačové „zipování“, které musí být pochopitelně také bezeztrátové. Způsob DST mění formát přenosu digitálního vzorku tak, aby zabral v konečné podobě méně místa. Místo 8 po sobě jdoucích nul napíše 8 x 0 apod. Způsob je složitější a využívá predikce a zjišťování entropie digitálních dat. Obvyklé složení kodéru obsahuje bloky jako rámcovač, prediktor a entropický kodér. Dosažená redukce je úctyhodná a dosahuje poměru až 2:1. Který z obou popsaných soustav bude úspěšnější zatím nelze jednoznačně říci. Hodně bude záviset na masivní firemní podpoře a nabídce titulů. Naše pracoviště je vybaveno přehráva-čem SACD. Literatura: [1] Novotný,V.: Nízkofrekvenční elektronika. Skripta VUT FEKT 2000

112

[2] Žalud,V.-Kulešov,V.N.: Polovodičové obvody s malým šumem. SNTL,Praha 1980 [3] Gupta ,M.S.: Noise circuits and systems. : IEEE press. No PP 0230-3 [5] Šanda,P.: Nízkofrekvenční vstupní zesilovač. Diplomová práce VUT FE Brno 1993 [6] Jurkovič,K.-Škrovánek,A.: Príručka nízkofrekvenčnej techniky.SVTL, Bratislava 1965 [7] Felix,J.: Rádce pracovníka se zvukem. SNTL Praha, 1965 [8] Jurkovič,K.-Zodl,J.: Príručka nízkofrekvenčnej obvodovej techniky. Alfa, Bratislava 1978 [9] Budínský,J.: Nízkofrekvenční tranzistorové zesilovače. SNTL,Praha 1961 [10] Čermák,J.-Navrátil,J.: Tranzistorová technika. SNTL,Praha 1972 [11] Smetana,C.: Stereofonie. SNTL Praha 1961 [12] Lukeš,J.: Věrný zvuk. SNTL Praha, 1962 [13] Vrba,K.-Vrba.K.: Technika analogových obvodů.SNTL,Praha-skripta VUT 1983 [14] Punčochář,J.: Operační zesilovače v elektronice. BEN, Praha 1997 [15] Svatoš,J.: Eletkronika nízkofrekvenčních zařízení. Skripta ČVUT, Praha 1978 [16] Dostál,J.: Operační zesilovače. SNTL, Praaha 1981 [17] Hrubý,J.-Novák,M.: Mikroelektronické filtry RC se zesilovači.Academia, Praha 1982 [18] Novák,M.-Vlček,M.: Syntéza přenosových funkcí select.soustav. Academia, Praha 1982 [19] Smetana,C.: Korektory. SNTL, Praha 1965 [20] Aksenov,A.: Chlazení polovodičových součástek. SNTL, Praha 1975 [21] Elbert,S.-Mathonet,P.: Odvod tepla z elektronických zařízení. SNTL Praha 1983 [22] Blesser,B.: Digitalisation on Audio. JAES 1978 č. 10 [23]Kadlec,F.: Diskrétní zpracování akustických signálů. Slaboproudý obzor 1979,roč.40,č.8,str.377 - 383 [24] Salava,T.: Přehrávače číslicových zvukových desek systému CD. SNTN Praha 1991 [25] Salava,T.: Číslicová zvuková technika. Edice bývalého Svazarmu, řada 3,1989 [26] Adámek,J.: Kódování. SNTL,Praha 1989 [27] Watkinson,J.: Inside R-DAT. Hi-fi News § Record Review june 1987, str. 31 - 38 [28] Vít,V.: Televizní vysílání s komprimovaným číslicovým signálem. Amatérské radio B, 1996, č.4 a č. 5 [29] AMA: Digitální záznam na kazetu DCC. Sdělovaí technika 1992,č.4,str.130 [30] Hoogendoor,A.: Digital Compact Cassette. Proc. of the IEEE, vol.82,No 10, oct.1994 [31] Jiráček,M.: Minidisk Sony. Sdělovací technika 1992, č.2, str. 64 - 65 [32] Yoshida,T.: The rewritable MiniDisc System. Proc. of the IEEE, vol. 82, No.10, oct.1994 [33] kol.: Digitální rozhlas. Sborník konference Unit Pardubice,1996 [34] Nechanický,V.: Digitální rozhlas DAB. Amatérské radio A, 1997, č. 3 a 4 [35] Wylie,F.: Digital audio data compression. Electronic § Communic. Engee. Journal,febr. 1995, str.5 - 10 [36] Jiráček,M.: DVD disk – univerzální disk. Sdělovací technika 1997, č.5, str.7 - 9 [37] Jedlička,M.: Digitální televize a multimedia. VTM 1997, č.2, str. 30 - 33 [38] Floch,B a kol.: Coded Orhogonal Frequency Division Multiplex. Proc. of the IEEE, vod. 83, No. june, 1995 [39] kol.: Dolby AC – 3. Stereo § Video září 1995, str. 19 - 20 [40] Hliňák,J.: Základy digitálního rozhlasového vysílání. Rozhlasové a televízní technika 1992, č. 3, str. 86 - 97 [41] Fuma,M.-Kawahara,K.: Based on ATRAC for MiniDisc . IEEE Trans. On Consum. Electronic. 1993, vol.39, č.3, str. 356 - 363 [42] Sýkora B.: Příběh jménem MiniDisc. Stereo § Video 1997, č.12, str. 7 - 13 [43] Kubec,T.: MP 3 a domácí audiosystém. Stereo § Video 1999, č.10, str. 9 - 15 [44] Flohr,M.: Nenasytný kotouček. Chip, 1998, č.6, str. 40 - 44

113

[45] kol.: DVD přichází… Stereo § Video 1997, č.6, str. 8 - 15 [46] Jejkal,R.: Moderní nosiče pro distribuci zvukových záznamů. Top Audio. 1999, str. 85 - 91 [47] www.dvd-audio.co.uk [48] www.discusa.com [49] www.licensing.philips.com [50] www. daisy-laser.com Obsah

1. Elektromechanický záznam …………………………………………………….2 1.1. Základní pojmy…………………………………………………………… 2 1.2. Ztráty a zkreslení …………………………………………………………. .3 2. Optický záznam…………………………………………………………………4 3. Magnetický záznam…………………………………………………………….6 3.1 Úvod……………………………………………………………………………6 3.2. Snímání magnetofonového záznamu…………………………………………..9 3.3. Ztráty a zkreslení magnet. Záznamu………………………………………….10 3.4. Vlastnosti magnetofonových pásků…………………………………………. 13 3.5. Měření a nastavování magnetofonů…………………………………………..13 4. Zpracování nízkofrekvenčních signálů………………………………………...14 4.1. Vstupní zesilovače, šumové vlastnosti…………………………………….14 4.2. Ostatní druhy rušení……………………………………………………… 4.3. teplotní drifty nf. stupňů………………………………………………….. 18 4.4. Statika nf. obvodů…………………………………………………………19 4.5. Řešení dynamických vlastností zesilovačů……………………………….. 20 4.6. Kapacitní vazba………………………………………………………….. 23 4.7. Horní mezný kmitočet stupňů……………………………………………. 25 4.8. Teorie zpětné vazby……………………………………………………… 27 4.9. Vliv zpětné vazby na vlastnosti zesilovačů………………………………..30 4.10. Zvláštní případy zpětné vazby……………………………………………. 33

Početní příklady……………………………………………………………35 4.11. Vícestupňové korekční zesilovače……………………………………….. 5. Operační zesilovače v nízkofrekvenční elektronice……………………………46 5.1. Základní obvody s operačními zesilovači…………………………………..47 5.2. Některé dynamické vlastnosti operačních zesilovačů………………………49 6. Korekce a korekční zesilovače…………………………………………………50 6.1. Pasivní korektor hloubek………………………………………………..…51 6.2. Pasivní korektor výšek…………………………………………………….53 6.3. Sdružený pasivní korektor…………………………………………………55 6.4. Aktivní (zpětnovazební) korektor…………………………………………57 6.5. Vícenásobné (pásmové) korektory………………………………………..57 7. Zvláštní zesilovače…………………………………………………………….59 7.1. Zařízení na redukci šumu………………………………………………….60 8. Koncové zesilovače……………………………………………………………63 8.1. Můstkový koncový zesilovač………………………………………………63 8.2. Úsporná zapojení koncových zesilovačů…………………………………..68 8.3. Reálné podmínky činnosti koncových zesilovačů…………………………69 8.4. Koncepce koncových zesilovačů………………………………………….72 8.5. Grafické řešení koncových zesilovačů…………………………………….73

114

8.6. Chlazení a tepelný režim koncových zesilovačů…………………………77 8.7. Moderní metody hodnocení koncových zesilovačů………………………79 9. Vícekanálové soustavy……………………………………………………….80 9.1. Regulární soustavy……………………………………………………….80 9.2. Neregulární soustavy……………………………………………………..81 10. Digitální zpracování zvukových signálů………………………………………85 10.1. Diskrétní zpracování akustických signálů…………………………………86 10.2. Digitální systémy bez redukce datového toku…………………………….88 10.2.1. Soustava Compact disc CD-DA………………………………………….88 10.2.2. Formát CD-ROM…………………………………………………………93 10.2.3. Páskové digitální systémy bez redukce datového toku

a) R-DAT ………………………………………………………………94 10.3. Redukce datového toku…………………………………………………..97

a) Kazetová soustava Philips DCC………………………………………101 b) Minidisc Sony…………………………………………………………102 c) Digitální rozhlas DAB…… …………………………………………..104

10.4. Náznak perspektivy oboru………………………………………………..106 a) Formát DVD-Audio………………………………………………….108 b) Super audio CD ……………………………………………………...109

Seznam literatury…………………………………………………………………….111 Obsah………………………………………………………………………………..113

115

Název Nízkofrekvenční elektronika Autor Doc.Ing.Vlastislav Novotný,CSc Vydání první Vyšlo 2002 Vydavatel Vysoké učení technické v Brně, Ústav radioelektroniky ISBN 80-214-2234-3

116