VÝKONOVÁ ELEKTRONIKA I -...

Vysoká škola báňská - Technická univerzita Ostrava Fakulta elektrotechniky a informatiky

VÝKONOVÁ ELEKTRONIKA I pro kombinované a distanční studium

Petr Chlebiš

Ostrava 2003

1

© Petr Chlebiš, 2003 Fakulta elektrotechniky a informatiky VŠB – Technická univerzita Ostrava

2

Základní polovodičové součástky

1. POLOVODIČOVÉ SOUČÁSTKY PRO VÝKONOVOU ELEKTRONIKU

1.1. Polovodičová dioda

Čas ke studiu: 1 hodina

Cíl Po prostudování tohoto odstavce budete umět

• Prostudováním získate schopnost popsat vlastnosti a aplikovat polovodičovou diodu, pomocí měření vyhodnotit její základní vlastnosti

Výklad

Obecný popis diody

Dioda je tvořena jedním PN přechodem. Struktura diody a schématické značka jsou na obr. 1.1

Je-li anoda (vrstva P) proti katodě (vrstva N) polována kladně, je dioda v propustném směru. t.j. je sepnuta. Diodou prochází propustný proud iF (určený zátěží) a je na ní propustné napětí. Při opačné polaritě napětí je dioda v závěrném směru. tj. je vypnuta. Na diodě je závěrné napětí uR určené velikostí napětí vnějšího zdroje a prochází jí závěrný proud iR

Obr. 1.1 Dioda a základní orientace veličin

Voltampérová charakteristika diody

Voltampérová charakteristika diody je uvedena na obr. 1.2. Má dvě větve: Propustná větev odpovídá propustnému stavu. Jejími důležitými parametry jsou propustné prahové napětí a diferenciální propustný odpor rF , definovaný v určitém klidovém bodě charakteristiky.

F

FF dI

dUr = (1.1)

3


Obr. 1.2 Příklad voltamperové charakteristiky diody

Závěrná větev odpovídá závěrnému stavu. Důležitými parametry závěrné větve je diferenciální závěrný odpor, definovaný opět v určitém klidovém bodě charakteristiky a závěrné průrazné napětí U(BR). Po překročení hodnoty U(BR) se mnohanásobně zmenší hodnota rR. Velikost proudu je pak podstatně závislá na napětí a odporu obvodu, v němž je dioda zapojena. S předpokladem neomezeného nárůstu proudu dochází k destrukci diody.

Zatížitelnost Napěťová zatížitelnost je určena především opakovatelným špičkovým závěrným napětím URRM. Je to nejvyšší přípustná hodnota závěrného napětí, která se na diodě může periodicky opakovat.

Při návrhu jištění oproti náhodným přepětím je směrodatné neopakovatelné špičkové závěrné napětí URSM. V provozu není přípustné zatěžovat diodu napětím vyšším. Relace hodnot URRM, URSM, U(BR) je patrná z obr. 1.2.

Proudová zatížitelnost. Při provozu vzniká na diodě ztrátový výkon. Podstatný je ztrátový výkon vytvářený propustným proudem. Ztrátový výkon vytvářený závěrným proudem je zanedbatelný a vypínací ztrátový výkon se ve své střední hodnotě zpravidla začíná uplatňovat až při spínacích kmitočtech vyšších než 400 Hz . Celkový ztrátový výkon nesmí způsobit zahřátí křemíkové destičky (polovodičové struktury diody) nad maximální přípustnou hodnotu ϑj max.

Dynamické parametry Z přechodných jevů diody má podstatný význam přechod diody z propustného do závěrného stavu. Tento přechodný jev se nazývá vypnutí diody nebo též komutace diody. Běžné obvodové poměry při rychlém vypínání zjednodušeně zobrazuje schéma na obr.1.3a.

Po sepnutí spínače S (prakticky po sepnutí nějaké další polovodičové součástky) je připojeno na větev s diodou tzv. komutační napětí Uk, které způsobí zánik jejího propustného proudu. Rychlost zániku je dána vztahem

LU

dtdi kF = (1.2)

4


Obr. 1.3. Vypnutí (komutace) diody

Charakteristické průběhy proudu a napětí při vypnutí diody jsou naznačeny na obrázcích 1.3b, 1.3c. Po poklesu propustného proudu iF k nule proud diodou nezaniká, nýbrž přechází se zachováním původní strmosti poklesu do zpětného směru.

Bezprostředně po přechodu proudu z propustného do zpětného směru totiž zůstává u diody ve zpětném směru stejná vodivost, jakou disponovala ve směru propustném. Za krátkou dobu se však vodivost ve zpětném směru ztrácí a proud prudce klesá na normální hodnotu závěrného proudu – dioda je schopna udržet závěrné napětí, zotavil se její závěrný odpor. Pro interval, který je na obr. 1.3b označen trr se .používá termín závěrná zotavovací doba. Proudu diodou v průběhu trr nazýváme proudem komutačním, nebo proudem zotavovacím a označujeme jej irr. Závěrná zotavovací doba je tím větší, čím větší je tzv. komutační náboj diody

dtiQ

rrt

rrr ∫=0

(1.3)

Velikost Qr závisí na geometrii křemíkové destičky a na použité technologii výroby. Je tedy dána především typem diody. Ovlivňuje ji však i velikost původního propustného proudu vypínající diody, strmost poklesu tohoto proudu a teplota přechodu. Strmý pokles komutačního proudu ze své maximální hodnoty irrM způsobuje vznik napětí na indukčnosti L. Toto napětí se nepříznivě superponuje na komutační napětí. Tím vzniká tzv. komutační přepětí uRM. Velikost tohoto přepětí se nejčastěji omezuje tzv. RC členem.

Dalším nepříznivým důsledkem komutace diody je vznik vypínacího ztrátového výkonu, který je nutno uvažovat při práci na kmitočtech větších než cca 400 Hz.

5


Shrnutí pojmů 1.1.

Polovodičová dioda je základním obvodovým prvkem výkonových polovodičových měničů. Vyskytuje se jako hlavní součástka měniče (např. v usměrňovačích), tak jako pomocná součástka, bez níž by však funkce měniče byla nemožná (např. tzv. nulová dioda při spínání induktivní zátěže). Velmi často plní také různé ochranné funkce – např. proti přepólování. Proto je důležité důkladně pochopit vlastnosti diody v návaznostech na požadavky jejich aplikací a podmínek, ve kterých bude pracovat. Jde zejména o propustný stav, závěrný stav, proudovou a napěťovou zatižitelnost a chování při přepólování, tzv. komutaci.

Otázky 1.1.

1. Co je podstatou polovodičové diody?

2. Jaké podmínky musí být splněny pro orientaci diody v propustném směru?

3. Jaké vlastnosti vykazuje dioda v propustném směru?

4. Jaké podmínky musí být splněny pro orientaci diody v závěrném směru?

5. Jaké vlastnosti vykazuje dioda v závěrném směru?

6. Jak popisujeme dynamické parametry diod?

7. Čím jsou charakteristické rychlé diody, diody s měkkou komutací a lavinové diody?

8. Které katalogové parametry diody slouží pro volbu diody do konkrétní aplikace?

1.2. Tyristor



• Prostudováním získate schopnost popsat vlastnosti a aplikovat polovodičový tyristor, pomocí měření vyhodnotit jeho základní vlastnosti

Výklad

Obecný popis tyristoru Tyristor je čtyřvrstvý polovodičový prvek se třemi PN přechody. Jeho struktura vyplývá z obr. 1.4. Krajní vrstva s vodivostí P je spojena s anodovou A, krajní vrstva s vodivostí N s katodou K. Vnitřní vrstvy se nazývají N – báze a P – báze. Řídicí elektroda G je spojena s P-bází.

Tyristor může pracovat ve vypnutém nebo sepnutém stavu. Je-li tyristor vypnut, může mít anoda oproti katodě kladné napětí uD (blokovací směr) a tyristorem protéká malý blokovací proud iD, určený vlastnostmi tyristoru, nebo záporné napětí uR (závěrný směr) s proudem iR.

6


Text [11] strukturovaný po malých celcích - Txxxxxxxx xxxxxxxxx xxxxxxxxxxx xxxxxxxxx xxxxxxxxxxxxxxxx xxxxxxxxxxxx xxxxxxxx xxxxxx xxxxxx xxxxx xxxxxx xxxx Yyyyyyy yyyyyy yyy ... Text může být i jiné velikosti (10 – 12).

Obr. 1.4 Odvození náhradního schématu tyristoru

Přivedením impulsu iG >0 do řídicí elektrody přechází tyristor z blokovacího stavu do stavu sepnutého. Na tyristoru je malé propustné napětí uT určené vlastnostmi tyristoru a protéká jim proud iT určený zátěží. Vypnutí, t.j. přechod z propustného do závěrného, případně blokovacího stavu nelze u základních typů tyristorů řídicí elektrodou tyristoru ovlivnit. Vypnutí nastává po zániku propustného proudu, jakmile tyristor obnoví blokovací schopnosti. Schematická značka a orientace veličin vyplývá z obr. 1.5

Obr. 1.5 Schematická značka a základní orientace veličin tyristoru

Výstupní voltampérová charakteristika tyristoru Výstupní VA charakteristika (obr. 1.6) udává závislost anodového proudu tyristoru na anodovém napětí. Tato charakteristika má tři větve – závěrnou, blokovací a propustnou.

Závěrná charakteristika popisuje závislost vypnutého, závěrně pólovaného tyristoru. Průběh odpovídá závěrné charakteristice diody. S rostoucím ig závěrný proud narůstá. Při překročení průrazného napětí U(BR) dochází ke zničení tyristoru.

Blokovací charakteristika popisuje závislost vypnutého, avšak propustně pólovaného tyristoru. Při iG = 0 je tvar blokovací charakteristiky podobný závěrné charakteristice. Při překročení spínacího napětí U(B0) dochází k sepnutí tyristoru. Při iG > 0 narůstá hodnota iD a k sepnutí tyristoru dochází při nižších hodnotách napětí U(B0). Spínání tyristorů překročením spínacího napětí není vhodné. Spínání se zásadně provádí přivedením proudového impulsu iG > 0 v obvodu řídicí elektroda – katoda.

7


Obr. 1.6 Příklad výstupní V-A charakteristiky tyristoru

Propustná charakteristika popisuje závislost sepnutého tyristoru. Má podobný tvar jako propustná charakteristika diody. Je charakterizovaná propustným prahovým napětím U(T0) a diferenciálním propustným odporem iT. Na rozdíl od diody je na propustné charakteristice definován vratný proud iH, při kterém tyristor přechází při vedení proudu z propustného stavu do stavu blokovacího. Má-li se tyristor udržet v sepnutém stavu, musí být při spínání tyristoru dodržen přídržný proud iL > iH.

Napěťová zatížitelnost tyristoru Napěťová zatížitelnost je podobně jako u diod udávána opakovatelným špičkovým napětím v závěrném URRM a blokovacím UDRM směru, určujícím největší přípustnou hodnotu napětí, které se může na tyristoru periodicky opakovat.

Ztrátový výkon tyristoru

Základním předpokladem spolehlivého provozu tyristorů je dodržení dovolené provozní teploty tyristoru. Maximální přípustná teplota přechodu je obvykle dána teplotou, při které ztrácí tyristor své blokovací schopnosti. Tato teplota se pohybuje podle typu tyristoru v rozmezí 100 až 150 C. Nejnižší přípustná pracovní teplota se pohybuje v rozmezí 0° – 65°C a je dána mechanickým namáháním tyristorového systému vlivem různých koeficientů tepelné roztažnosti užitých materiálů, případně zvýšeným výkonem, potřebným k sepnutí tyristoru.

Teplota přechodů je určena zatížením tyristoru, t.j. velikostí ztrát vznikajících v tyristoru. Podle mechanismu jejich vzniku rozeznáváme následující druhy ztrát, které vytváří:

a) ztrátový výkon propustným proudem

b) ztrátový výkon závěrným proudem

c) ztrátový výkon blokovacím proudem

d) zapínací a vypínací ztrátový výkon.

8


Při kmitočtech v mezích 50 až 400 Hz je podstatný pouze ztrátový výkon propustným proudem. Ztrátový výkon vznikající při zapínání tyristoru nabývá významu až při vyšších kmitočtech (nad 400 Hz), kdy se rovněž uplatní ztráty vznikající při vypínání tyristoru. Ztrátový výkon způsobený závěrným, případně blokovacím proudem je obvykle zanedbatelný.

Vstupní voltampérová charakteristika tyristoru Tato charakteristika popisuje závislost mezi napětím uG a proudem iG řídicí elektrody. Vzhledem ke značnému rozptylu charakteristik jsou v podkladech tyristorů udávány krajní charakteristiky vymezující oblast, ve které se může vstupní charakteristika konkrétního tyristoru pohybovat.

Obr. 1.7 Vstupní charakteristika tyristoru

Zatížitelnost obvodu řídicí elektrody je určována největší přípustnou střední hodnotou PG(AV)max ztrátového výkonu. Je-li tyristor zapínán periodicky s periodou T = 20 ms proudovými impulsy šířky ψ, je maximální přípustný výkon PGM impulsu určen vztahem

(1.4)

ψπ2

max)( ⋅= AVGGM PP

Ve vstupní voltampérové charakteristice jsou křivky konstantního PGM vyjádřeny hyperbolami, vyznačenými na obr. 1.7 pro dvě šířky impulsů ψ. Potřebná šířka zapínacího impulsu je nejčastěji určena požadavky aplikace, t.j. měničem, ve kterém má být tyristor použit.

Na obr. 1.7 je rovněž vyznačeno zapínací napětí UGT a zapínací proud IGT, udávající nejmenší napětí a nejmenší proud, při kterém sepne libovolný tyristor daného typu v celém rozsahu pracovních teplot. Ve vyšrafované oblasti (při šířce impulsu ψ) lze tyristor spolehlivě zapínat, aniž by byl poškozen obvod řídicí elektrody. Je-li tyristor zapínán ze zdroje s napětím naprázdno U a vnitřním odporem R, musí být zatěžovací přímka určená rovnicí procházející vyšrafovanou oblastí.

GG iRUu ⋅−= (1.5)

Zdroj zapínacích impulsů musí kromě toho splňovat ještě některé další podmínky:

- vzhledem ke špatným závěrným vlastnostem přechodu G – K nesmí namáhat tento přechod závěrným napětím,

- má zaručit strmé nástupní čelo impulsu,

9


- má zabezpečit galvanické oddělení zdroje zapínacích impulsů od výkonového obvodu, což je nejčastěji řešeno oddělovacím transformátorem, případně optoelektronickým oddělovacím členem.

Dynamické parametry Praktický význam mají dynamické procesy vznikající při připojování blokovacího napětí při zapínání a vypínání tyristoru.

Připojení blokovacího napětí

Při nárůstu blokovacího napětí může dojít k sepnutí tyristoru bez řídicího signálu, i když anodové napětí nepřekročilo hodnotu U(B0). Je to způsobeno kapacitou středního přechodu, který je pólován v závěrném směru.

Obr.1.8 Náhradní schéma řídicího přechodu při rychlých změnách blokovacího napětí

Náhradní schéma středního přechodu při rychlých změnách anodového napětí je uvedeno na obr. 1.8. Celková hodnota proudu, který protéká středním přechodem, je dána rovnicí

(1.6) dt

duCu+

Ri D

DD

DD =

První složka je dána velikostí blokovacího napětí a její velikost odpovídá blokovací charakteristice tyristoru. Druhá složka se uplatní při změnách blokovacího napětí. Dosáhne-li součet obou složek velikosti zapínacího proudu, tyristor sepne, aniž překročíme hodnotu průrazného blokovacího napětí U(BO).

Dovolená strmost nárůstu napětí

(1.7)

krit

DUkrit dt

duS ⎟⎠⎞

⎜⎝⎛=

se udává v katalozích jako hodnota, která nesmí být překročena (obvykle desítky až stovky V/µs). Hodnotu duD/dt lze zvětšit zapojením odporu mezi řídicí elektrodu a katodu. Strmost duD/dt připojovaného napětí je omezována do přípustných mezí RC členem, řazeným paralelně k tyristoru.

Zapínání tyristoru

Po přivedení zapínacího impulsu nenastane sepnutí tyristoru okamžitě. Anodový proud protéká nejdříve pouze úzkým kanálem nacházejícím se v blízkosti řídicí elektrody. Od tohoto místa se vedení proudu postupně šíří do celého průřezu tyristoru.

10


Obr. 9 Průběh zapínání tyristoru

Časový průběh anodového napětí tyristoru při zapínání je uveden na obr. 1.9. Na časovém průběhu jsou charakteristické následující úseky:

Doba zpoždění td – je doba potřebná na vytvoření proudového kanálu. Je rovna časovému intervalu mezi začátkem řídicího impulsu a okamžikem, kdy napětí na tyristoru poklesne na 90% původní hodnoty.

Doba poklesu tp – je doba šíření vodivosti v průřezu tyristoru. Je definována jako doba, za kterou poklesne anodové napětí z 90 na 10% původní hodnoty.

Zapínací doba tyristoru tgt je definována součtem obou časů. Velikost zapínací doby lze ovlivnit především velikostí proudu iG.

Při velkých strmostech nárůstu propustného proudu, kdy je proud v počáteční fázi zapínání soustředěn pouze do okolí řídicí elektrody, by mohlo dojít k místnímu přehřátí přechodu a k poškození tyristoru. Strmost růstu iT je proto omezována na kritickou strmost růstu propustného proudu SIkrit , která se pohybuje v hodnotách desítek až stovek A/µs.

(1.8) krit

TIkrit dt

diS ⎟⎞⎠

⎜⎝⎛=

11


Strmost diT/dt propustného proudu je omezována indukčností větve, v níž je tyristor zapojen. V případě potřeby je indukčnost nutno zvětšit zařazením přídavného reaktoru.

Vypínání tyristorů

Vypínání tyristorů spočívá v odčerpání nadbytečných nositelů vodivosti z polovodičové struktury tyristoru.

Obr. 1.10 Vypínání tyristoru

Tato podmínka se dosahuje snížením anodového proudu tyristorem pod hodnotu vratného proudu iH na dostatečně dlouhou dobu. Při vypínání tyristorů je nutno rozlišovat dva procesy. Je to jednak proces komutace, charakterizovaný závěrnou zotavovací dobou trr a komutačním náborem Qr, jednak proces obnovení blokovací schopnosti tyristoru, charakterizovaný vypínací dobou tyristoru tq, která je obvykle mnohonásobně delší, než doba trr (obr. 1.10). Vypínací doba tq představuje interval mezi průchodem propustného proudu nulou a okamžikem, ve kterém je již možno znovu přiložit na tyristor blokovací napětí, aniž by tyristor znovu sepnul. Velikost vypínací doby závisí na velikosti přiloženého závěrného napětí, na vypínaném proudu a teplotě přechodu. U běžných tyristorů dosahuje hodnoty desítek µs.


Tyristor je základní řiditelná čtyvrstvá polovodičová součástka. Může se nacházet ve třech stavech. V závěrném stavu nemůže propouštět proud, je pólován závěrně. V dopředném směru se může nacházet v rozepnutém stavu – tzv. blokovací stav tyristoru, nebo po přivedení dostatečného proudového impulsu do řídicí elektrody přechází z blokovacího do sepnutého stavu. Pro vypnutí tyristoru je nutné zajistit vnějším obvodem dostatečně dlouhý interval, při němž je katodový proud tyristoru menší než hodnota jeho vratného proudu. Při sepnutí tyristoru musí být zajištěn přijatelná strmost nárůstu propustného proudu, při vypnutí nesmí být překročena dovolená strmost nárůstu blokovacího napětí. Důležité parametry tyristoru jsou popsány sadou statických, dynamických a tepelných katalogových údajů. Tyristor je značně přetižitelná součástka použitelná zejména v řízených usměrňovačích pro fázové řízení, příp. jiných měničích s vnější komutací od výkonu stovek watů až po výkony jednotek megawatů.

Otázky 1.2.

12


1. Co tvoří strukturu tyristoru?

2. Jaké podmínky musí být splněny pro stav tyristoru v blokovacím režimu?

ru v závěrném a propustném směru?

ické parametry tyristoru?

0. Které katalogové parametry diody slouží pro volbu tyristoru do konkrétní aplikace?

.3. Vypinatelné tyristory

3. Jaké vlastnosti vykazuje tyristor v blokovacím režimu?

4. Jaké podmínky musí být splněny pro orientaci tyristo

5. Jaké vlastnosti vykazuje tyristor v závěrném směru?

6. Jaké vlastnosti vykazuje tyristor v propustném směru?

7. Které parametry popisují dynam

8. Jak probíhá vypínání tyristoru?

9. Jaké ztráty se vytvářejí na tyristoru a za jakých podmínek?

1

1



• Prostudováním získate schopnost popsat vlastnosti a aplikace vypinatelných polovodičových tyristorů.

Výklad

struktury především při procesu vypínání, který je nejobtížnějším úsekem jeho pracovní periody.

Obr. 1.11 Principiální uspořádání vypinatelné tyristorové struktury

Obecný popis vypinatelného tyristoru Způsob zapínání i poměry v zapnutém stavu jsou u vypinatelných tyristorových struktur v základních principech shodné s klasickými tyristory. Proto se dále zaměříme jen na odlišnosti vypinatelné tyristorové

13


Činnost vypinatelných tyristorových struktur lze popsat podle náhradního zapojení na obr. 1.11, které je v podstatě shodné s obr. 1.4. Odlišnost funkce vzhledem k běžnému tyristoru vychází z upravené struktury polovodičové desky.

Podmínkou pro možnost vypnutí tyristoru řídicím elektrickým impulsem je rozčlenění jeho katody (vrstvy N2) do velkého množství paralelně zapojených katodových (emitorových) elementů (tzv. „prstů„ viz. obr.1.12), z nichž každý je obklopen řídicí elektrodou, tj. vrstvou P2. Vypnutí lze provést zrušením uvedené kladné zpětné vazby mezi náhradními tranzistory tvořeným na obr. 11 vrstvami P1N1P2 a N1P2N2 přiložením záporného napětí na řídicí elektrodu G vzhledem ke katodě K. V důsledku toho jsou již existující i nově z anody přicházející díry ve vrstvě P2 (tj. injekce αpIA ) odvedeny do elektrody G, emitorový přechod J3 (tj. přechod P2N2) přechází do vypnutého stavu a v tím injekce elektronů αnIK zaniká a tyristor se vypíná.

Obr. 1.12 Možnosti uspořádání elementů na výřezu desky GTO tyristoru

Vypinatelné tyristory GTO

Uvedený princip činnosti je plně platný pro činnost tyristoru GTO, jehož konstrukční provedení je velice blízké provedení běžných tyristorů větších proudů. Díky robustnosti své polovodičové struktury se v současnosti tyristory GTO pro proudy menší než cca 200 A nevyrábějí. Proto jsou využívány především v měničích velkých výkonů, které mohou pracovat s menšími spínacími kmitočty, cca do 1kHz. Současně vyráběné tyristory GTO lze použít pro spínání napětí přesahujících až 6 kV při proudech dosahujících cca 3,5 kA. Patří k součástkám s nejvyššími dosahovanými elektrickými parametry

Omezení spínacího kmitočtu vyplývá rovněž z vlastností této struktury. Při vypínání totiž pokles katodového proudu IK k nule neproběhne skokově, nýbrž postupně během několika mikrosekund. Je to způsobeno skutečností, že katodové elementy („prsty„), tedy jednotlivé části přechodu P2N2, jednak nevypínají přesně současně a jednak každý z nich vypíná postupně, což má nepříznivé důsledky. Tím, že každý katodový element vypíná postupně od svého obvodu (tj. styku s P2) je katodový proud IK (neboli anodový proud na dráze anoda – katoda) koncentrován do stále užších kanálů či proudových vláken.

Uzavření proudových vláken tedy znamená jak zánik injekce elektronů αnIK, tzn. proudu IK , tak současný narůst blokovacího napětí součástky na přechodu J2. Uvedené zužování vodivého průřezu, kterým prochází proud IK, má za následek nárůst proudové hustoty v proudových vláknech, což vede k jejich lokálnímu přehřátí. Jde o rizikový jev, který by mohl způsobit destrukci součástky. Toto riziko lze odstranit připojením tzv. odlehčovacího obvodu pro vypínání (turn-off snubber) paralelně k součástce. Jeho základní součástí je nenabitý kondenzátor, který odvede část

14


vypínaného proudu mimo vypínaný GTO, respektive během vypínání sníží nárůst blokovacího napětí dUD/dt na součástce. Funkce odlehčovacího obvodu je pro vypínání součástek GTO natolik významná, že pro zajištění zaručené vypínací schopnosti GTO výrobci udávají kapacitu kondenzátoru (Cs), který je nutno v odlehčovacím obvodu použít. Použitím odlehčovacího obvodu se však doba vypnutí spínače s GTO tyristorem prodlouží, což si vynucuje výše zmíněné omezení spínacího kmitočtu.

Po zániku katodového proudu IK je struktura GTO ohrožena ještě nebezpečím lavinového průrazu ochuzené oblasti přechodu J2. Potlačení tohoto jevu se provádí technologickými úpravami struktury tyristoru GTO.

Řízení tyristoru GTO při spínání se provádí proudovým impulsem do řídicí elektrody G při velikosti proudu IG srovnatelné s běžným tyristorem. Díky menší velikosti součinitelů αa, αn však musí vypínací impuls IG nabývat podstatně vyšší hodnoty proudu v řádu desítek amperů. Řídicí obvody proto mají relativně velkou spotřebu a jejich konstrukce je složitá.

Princip součástky IGCT a její přednosti

Součástka IGCT (Integrated Gate-Commutated Thyristor) je v podstatě velmi „tvrdě komutovaný„ (tj. extrémně rychle vypínaný) vypínací tyristor GTO. Základním rozdílným parametrem GTO a IGCT je proto rychlost vypínacího procesu. Intenzivní vypínání je docíleno konstrukčním rozdělením IGCT do dvou základních částí: tyristorové struktury GCT (která je umístěna v pastilkovém pouzdru obdobně jako součástka GTO) a řídicího obvodu, ke kterému je pastilka GCT připojena co nejtěsněji, ke kterému je „Integrována„. Touto integrací budiče k výkonové struktuře jsou potlačeny parazitní indukčnosti přívodů zdroje řídicích vypínacích impulsů, které tak mohou dosáhnout extrémně vysokou strmost nárůstu řídicího vypínacího proudu iRG .

Tyristorová struktura polovodičových součástek GTO a GCT zůstává v principu stejná, a proto lze základní vlastnosti obou součástek vystihnout stejným náhradním zapojením podle obr. 11. U součástky IGCT narůstá však vypínací proud řídicí elektrody iRG tak strmě, že – zjednodušeně řečeno – dříve než se výrazně změní rozložení nábojů na jednotlivých přechodech tyristorové struktury, je celý anodový proud IA skokově převeden do řídicí elektrody G (tedy je „komutován řídicí elektrodou„, viz nezkrácený anglický název součástky). Tím je spodní tranzistor tj. N1P2N2 prakticky skokově vyřazen a vypínání součástky GCT je převedeno na vypnutí horního tranzistoru P1N1P2. Toto je právě principiální rozdíl oproti způsobu, kterým vypíná součástka GTO. Extrémní strmost nárůstu řídicího vypínacího proudu diRG/dt způsobí, že vypínaná tyristorová struktura GCT je nejdříve převedena na tranzistorovou strukturu P1N1P2 a teprve potom následuje vypnutí tohoto tranzistoru.

Rozdíl v průběhu vypínání je patrný z obr. 1.13

15


Obr. 1.13 Porovnání časových průběhu vypnutí tyristorů GTO a GCT

Proto má struktura GCT oproti GTO při vypínání tyto důležité přednosti: - je vyloučen proces postupného vytěsňování katodového proudu a problémy s tím spojené, - není omezena strmost nárůstu blokovacího napětí (parametr dUD/dt), - není zapotřebí odlehčovací sítě (tedy kondenzátoru Cs a obvodů k němu připojených), - jsou sníženy vypínací ztráty, - je významně zkrácena vypínací doba.

Součástka IGCT tak v sobě slučuje hlavní výhody tyristoru (nízký propustný úbytek, nízké ztráty propustným proudem) s výhodami tranzistoru, respektive součástky IGBT, tzn. výhodný způsob poměrně rychlého vypínání bez odlehčovací sítě.

Společnou výhodou obou vypinatelných tyristorových struktur je možnost vyrobit tyto zpětně závěrné, což umožňuje realizaci měničů proudového typu, např. proudových střídačů nebo pulsních usměrňovačů.


Vypinatelné tyristory mají strukturu principiálně shodnou s běžnými tyristory. Plošným uspořádáním elektrod lze docílit pomocí injekce záporného proudu do řídicí elektrody zaškrcování vodivé cesty katodového proudu a tím vypnutí tyristoru. Tyristor GTO musí být vybaven odlehčovacím obvodem, který při tomto procesu odvede proud ze součástky. Tyristor IGCT je konstruován tak, že na krátkou dobu převede katodový proud budicí obvod, který je integrován přímo na pouzdro výkonové součástky. Vypnutí IGCT je proto podstatně rychlejší než GTO. Obě uvedené součástky jsou vhodné pro konstrukci měničů velkých výkonů.

Otázky 1.3.

1. Jak se liší struktura vypinatelného tyristoru od běžného?

2. Jak dochází k vypínání vypinatelného tyristoru?

3. Čím se liší tyristory GTO a GCT, resp. IGCT?

4. Jakým obvodem musí být doplněn GTO a proč?

5. Jak probíhá vypínání struktury GCT ?

6. V čem spočívají výhody použití vypinatelných tyristorů?

7. Jak musí být navržen a dimenzován řídicí obvod GTO, resp. IGCT?

8. Pro jaké aplikace jsou vhodné GTO a IGCT?

16


1.4. Triak

Čas ke studiu: 15 minut


• Prostudováním získat schopnost popsat vlastnosti a aplikovat triak, pomocí měření vyhodnotit jeho vlastnosti.

Výklad

Polovodičová struktura triaku, který lze chápat jako obousměrný tyristor, má schématickou značku spolu s náhradním schématem uvedenou na obr. 1.14. Triak má podobné vlastnosti jako antiparalelně řazené tyristory, takže součástka vykazuje obousměrnou vodivost a existuje u ní pouze blokovací a propustný stav. Orientace výstupních veličin vyplývá z obr. 1.15., výstupní voltampérová charakteristika triaku je na obr. 1.16.

Obr. 1.14 Schematická značka a náhradní schema triaku

Přechod z blokovacího do sepnutého stavu je pro oba směry proudu řízen společným hradlem G. Řídicí proud tekoucí obvodem G, A1 může být jak kladný tak záporný. Vstupní obvod není však ve všech případech stejně citlivý. Největší proud řídicí elektrody je potřebný při zapínání triaku při záporném uD kladným proudem iG. Zapínání v této variantě proto není doporučováno.

17


Obr. 1.15 Orientace veličin triaku

Obr. 1.16 Voltamperová charakteristika triaku

Dynamické parametry triaku, zejména SIkrit a SUkrit, jsou ve srovnání s vlastnostmi tyristorů horší. Velmi malá je rovněž odolnost proti přepětí, což vyžaduje v praktických aplikacích značné napětové předimenzování. Vzhledem k těmto vlastnostem se také doporučuje paralelně k triaku zapojit seriový obvod RC, který sníží strmost dUD/dt, případně omezí přepěťové špičky na triaku.

K vypnutí triaku dojde po dostatečně dlouhém poklesu anodového proudu pod hodnotu vratného proudu IH, resp. IHR .Tento pokles musí být zajištěm napájením, např. z anodového obvodu. Proto se triak nejčastěji využívá jako střídavý spínač pro cyklické, nebo fázové řízení střídavých obvodů.


Triak je řiditelným obvodovým prvkem se symetrickou blokovací charakteristikou pro obě polarity blokovacího napětí, ve kterých je řiditelný. Využívá se zejména pro fázové řízení ve spínačích a regulátorech střídavého proudu malých výkonů, zejména v komerční elektronice (stmívače, regulátory otáček komutátorových motorů, regulace teploty elektrotepelných spotřebičů). Vzhledem k absenci závěrné charakteristiky je málo odolný na vyšší strmosti nárůstu blokovacího napětí a je málo přetižitelný.

Otázky 1.4.

1. Čím je charakteristická struktura triaku?

2. Kterými částmi je tvořena voltamperová chrakteritika triaku?

3. Jaké vlastnosti vykazuje triak v blokovacím režimu?

4. Jak lze řídit triak?

5. Které způsoby řízení triaku se nedoporučují?

6. Pro které aplikace je vhodný triak?

18


1.5. Bipolární tranzistor

Čas ke studiu: 2 hodiny


• Prostudováním získat schopnost popsat vlastnosti bipolárního tranzistoru, pomocí měření vyhodnotit jeho vlastnosti a aplikovat jej.

Výklad

Vývoj výkonových vysokonapěťových tranzistorů a růst jejich technických parametrů umožňil jejich užití při návrhu a konstrukci nových typů polovodičových řiditelných měničů menších a středních výkonů, kde nahradily do té doby převážně užívané tyristory. Tranzistory bipolární jsou již v současnosti využívány v polovodičových měničích ojediněle. Jako spínače jsou polovodičových měničích využívány výhradně tranzistory typu NPN.

Voltampérové charakteristiky tranzistoru v zapojení se společným emitorem Ve výkonových aplikacích je užíváno téměř výhradně zapojení se společným emitorem (obr. 1.17a) a význam má zejména výstupní charakteristika tranzistoru, představující závislost IC = f (UCE), měřená při konstantním proudu báze IB (obr. 1.17b).

Obr. 1.17 Příklad voltamperové charakteristiky bipolárního tranzistoru

Kladným proudem báze lze při zadaném UCE řídit proud tekoucí kolektorem tranzistoru. Podle vybuzení, tj. velikosti proudu IB může tranzistor pracovat v přesyceném stavu, v nasyceném stavu, v aktivním stavu, případně ve stavu uzavřeném.

V nasyceném stavu při daném proudu kolektoru IC, který je určen zátěží, vzniká mezi kolektorem a emitorem úbytek napětí označený jako saturační napětí kolektoru UCEsat. Je to charakteristický parametr udávaný v katalozích při jedné nebo více hodnotách proudu kolektoru a proudu báze.

19


Podobným způsobem je určeno i saturační napětí báze UBEsat. Saturační napětí UCEsat je důležitým parametrem spínacích tranzistorů, neboť udává úbytek napětí na sepnutém tranzistoru. Velikost tohoto napětí s rostoucím proudem kolektoru roste a jeho velikost při daném IC s rostoucím buzením tranzistoru, t.j. s rostoucím proudem báze IB klesá.

Stupeň buzení tranzistoru je proto charakterizován poměrem, který je obecně definován jako statický proudový zesilovací činitel h21E . Protože však je proud kolektoru určen převážně velikostí zátěže, hovoříme v oblasti saturace o tzv. vnuceném proudovém zesílením

(1.9) B

C

IIB =

Závislost saturačních napětí UBE, UCE a proudu IC měřená při B = konst. je uvedena na obr. 1.15. Obr. 1.18 Závislost saturačního napětí na proudu kolektoru

Napětí UCEsat s růstem kolektorového proudu nad jmenovitou hodnotu při daném B prudce narůstá. Toho se využívá pro činnost nadproudových ochran tranzistorových spínačů. Podobným způsobem se chová i napětí UBEsat. Obvod báze tranzistoru musí být proto buzen zdrojem konstantního proudu. Při buzení zdrojem konstatního napětí by vlivem rostoucího protinapětí UBEsat proud báze klesal, takže by došlo k odbuzení tranzistoru, narůstu napětí UCE, a tím i ke zvětšení ztrátového výkonu tranzistoru. Dostatečné vybuzení tranzistoru je důležitou podmínkou bezporuchové funkce tranzistorového spínače.

Obr. 19 Průběh proudového zesilovacího činitele bipolárního tranzistoru

Nasycený stav tranzistoru je z jedné strany vymezen mezní čárou nasycení (obr. 1.17b), udávající nejmenší dosažitelné saturační napětí kolektoru při určitém proudu IC. Další zvyšování proudu báze IB již nevede k poklesu saturačního napětí a tranzistor pracuje v přesyceném stavu. Z druhé strany je nasycený stav vymezen tzv. mezi nasycení, určující přechod do aktivního stavu tranzistoru. V

20


aktivním stavu je napětí UCE>UBE, v nasyceném stavu (obr. 1.18) je naopak UBE >UCE. Mezi nasycení odpovídá tedy podmínka UCB = 0, kdy UBE = UCE. Sepnutí na mezi nasycení je u tranzistorových spínačů nejvýhodnější. Tranzistor má dosud malé saturační napětí a má přitom výhodné dynamické vlastnosti při vypínání.

Aktivní oblast je využívána při práci tranzistoru jako zesilovače. Nejdůležitějším charakteristickým parametrem tranzistoru je proudový zesilovací činitel h21E. Je to poměr proudu kolektoru IC k proudu báze IB, měřený buďto pro dané napětí mezi kolektorem a emitorem, nebo pro daný proud emitoru. Typický průběh této závislosti udávaný v katalozích výkonových tranzistorů je nakreslen na obr. 1.19. Zesilovací činitel v oblasti malých proudů tranzistoru nejdříve narůstá. Při určitém proudu, který je vždy nižší než největší přípustný proud, nastává pokles proudového zesilovacího činitel. Při návrhu tranzistorových spínačů je nutno proto uvažovat hodnotu h21E platnou pro největší spínané proudy. U spínacích tranzistorů však pracuje tranzistor v aktivní oblasti pouze v přechodných dějích při zapínání a vypínání spínače.

Do oblasti uzavřeného stavu přechází tranzistor při nulovém proudu báze IB = 0 (viz obr. 1.17). Proud kolektoru na této charakteristice se označuje jako zbytkový proud ICE0. Udává se jako proud, který protéká kolektorem při daném napětí UCE a při nulovém proudu báze (IB = 0). Zbytkový proud je důležitým parametrem zejména u spínacích tranzistorů, neboť hodnotí kvalitu rozepnutí spínače.

Zatížitelnost tranzistoru Nejdůležitější charakteristikou pro výběr tranzistoru je dovolená pracovní oblast. Udává mezní hodnoty IC v závislosti na napětí UCE při propustně pólovaném přechodu báze emitor. Práce tranzistoru v dovolené pracovní oblasti je důležitou podmínkou spolehlivé funkce navrhovaného zařízení (měniče). Dovolená pracovní oblast tranzistoru je naznačena na obr. 1.17. Proudovou zatížitelnost určuje přímka omezující pracovní oblast shora udávající největší přípustný proud kolektoru ICmax. Většina výkonových tranzistorů připouští zvětšení mezního proudu při práci v impulsním režimu na hodnotu ICM max.

Obr. 1.20 Dovolená pracovní oblast tranzistoru

Napěťovou zatížitelnost v propustném směru určuje přímka omezující dovolenou pracovní oblast zprava, udávající nejvyšší přípustné napětí UCE0max určené při nulovém proudu báze. Toto napětí je většinou menší než největší přípustné napětí UCB0max přechodu kolektor báze tranzistoru (měřené při nulovém proudu emitoru). Při záporném předpětí báze a nulovém proudu kolektoru se přípustná hodnota napětí mezi kolektorem a emitorem zvyšuje a obvykle dosahuje hodnoty blízké UCB0max.

Záporné předpětí je určeno největším přípustným napětím mezi emitorem a bázi (v závěrném směru) UEB0max, platným při nulovém proudu kolektoru. Velikost tohoto napětí je u křemíkových tranzistorů malá a dosahuje hodnoty 5 až 7 V. Na rozdíl od diody lze tranzistor namáhat pouze

21


napětím propustného směru. Při závěrné polaritě napětí by došlo k proražení přechodu báze emitor, a tím ke zničení tranzistoru.

Dovolená pracovní oblast je dále omezena přímkou konstantního výkonu Pmax (obr. 1.20). Ztrátový výkon vznikající při provozu tranzistoru nesmí způsobit oteplení přechodů nad maximální přípustnou hodnotu ϑj max, udávanou v datových listech jako mezní parametr (hodnotu 125°C až 200°C). Hodnota Pmax je udávána pro specifikovanou referenční teplotu pouzdra (obvykle 25 °C). Při praktickém provozu tranzistoru bude teplota pouzdra vždy větší než teplota referenční. Tranzistory je nutno proto chladit a v praxi je nutno počítat se snížením hodnoty ztrátového výkonu.

V oblasti vyšších napětí UCE při nenulovém proudu IC je přípustný ztrátový výkon redukován s ohledem na možnost tzv. „druhého průrazu“. Ke druhému průrazu může dojít i při poměrně nízké úrovni ztrátového výkonu, když tranzistor vede proud při poměrně vysokém UCE. K tomuto jevu dochází především při vypínání odporově induktivní zátěže tranzistorovým spínačem, kdy proud tranzistoru komutuje na spolupracující tzv. nulovou diodu.

Dynamické vlastnosti tranzistoru V katalozích výkonových tranzistorů se jako dynamické parametry udávají spínací časy tranzistorového spínače. Charakteristický průběh proudu kolektoru iC(t) a proudu báze při zapínání a vypínání tranzistoru je na obr. 2.21. Na obrázku je naznačena zapínací doba tranzistoru ton, sestávající z doby zpoždění td a doby nárůstu tr. Vypínací doba toff obsahuje dobu přesahu ts a dobu poklesu tf.

Obr. 1.21 Průběhy zapnutí a vypnutí tranzistoru

Dynamické parametry jsou ovlivňovány řadou faktorů. Velikost zapínací doby ton se snižuje především s rostoucím buzením tranzistoru. Proto je při zapínání tranzistorového spínače buzen tranzistor zvýšeným proudem IB1. Vypínání tranzistoru se provádí obvykle přivedením záporného proudu IB2, což snižuje především dobu přesahu ts. Dobu ts ovlivňuje rovněž stupeň sycení tranzistoru před jeho vypínáním. Proto je vhodné u sepnutého spínače snižovat proud báze IB v závislosti na proudu IC tak, aby tranzistor pracoval na mezi nasycení UCB = 0, kdy doba ts dosahuje nejmenší hodnoty.

Nepříznivým důsledkem dynamických jevů je vznik zapínacího a vypínacího ztrátového výkonu, který dosahuje značných hodnot a omezuje frekvenci spínání tranzistorových spínačů řádově do rozsahu několika kHz.

Integrované Darlingtonovy tranzistory

22


Značnou nevýhodou bipolárních tranzistorů větších výkonů jsou poměrně malé hodnoty proudového zesilovacího činitele, což vyžaduje buzení tranzistoru velkými proudy báze. Proto koncové budicí stupně výkonových tranzistorů využívají často známého Darlingtonova zapojení. Výrobci výkonových tranzistorů dodávají takto zapojené tranzistory ve společném pouzdře. Principiální schéma integrovaného Darlingtonova tranzistoru je na obr. 1.22.

Obr. 1.22 Darlingtonovo zapojení bipolárních tranzistorů

a) principiální schéma

b) příklad skutečného zapojení v bezpotenciálovém modulu

Vstupní budicí tranzistor T1 pracuje jako emitorový sledovač, jehož zátěž tvoří vstupní odpor hlavního tranzistoru T2. Zapojení má proto vyšší proudové zesílení než samotný výkonový tranzistor a pro sepnutí tranzistoru stačí menší vstupní proud. To zjednodušuje návrh budicího stupně tranzistorového spínače. Saturační napětí Darlingtonova tranzistoru je však dáno součtem saturačního napětí UCEsat tranzistoru T1 a napětí UBEsat výstupního tranzistoru T2 a je proto vyšší než saturační napětí samotného výkonového tranzistoru. Pro zlepšení tepelné stability a dynamického chování jsou užity integrované odpory a dioda D1 umožňující vypínání tranzistoru T2 záporným proudem báze a přivedení záporného napětí na bázi T2 při práci v uzavřeném stavu. Darlingtonovy tranzistory jsou mimo to často vybavovány přídavnou diodou D2, která chrání tranzistor před změnou polarity napětí UCE a zároveň slouží jako zpětná dioda užívaná v mnoha zapojeních měničů.


Bipolární výkonový tranzistor v nedávné minulosti splnil úlohu vypinatelného polovodičového spínače pro použití ve výkonových měničích. Zajištění pracovních podmínek ve výkonovém i řídicím obvodu však přinášelo mnohé problémy (omezená dovolená pracovní oblast, sekundární průraz, řízení proudu báze v závislosti na proudu zátěže, optimalizace vypínání), které velmi prodražovaly reálné provedení měničů. Proto je v současnosti bipolární tranzistor nahrazován spínači na bázi unipolárních technologií, zejména spínači s IGBT.

Otázky 1.5.

1. Jaké tranzistory jsou využívány ve výkonové elektronice?

2. Jaké podmínky musí být splněny pro tranzistor v nasyceném stavu?

3. Co vyjadřuje stupeň buzení tranzistoru ?

4. Jaký je vztah mezi stupněm buzení tranzistoru a jeho proudovým zesilovacím činitelem h21E?

23


5. Jaké nejvyšší napětí můžeme připojit na tranzistor v rozepnutém stavu?

6. Proč musíme respektovat dovolenou pracovní oblast tranzistoru?

7. Které parametry popisují dynamické vlastnosti tranzistoru?

8. Jak probíhá zapínání a vypínání tranzistoru?

9. Pro jaké spínací kmitočty lze bipolární výkonové tranzistory používat?

10. V čem spočívají výhody a nevýhody použití Darlingtonova zapojení tranzistorového spínače?

24

Základní polovodičové měniče

2 ZÁKLADNÍ POLOVODIČOVÉ MĚNIČE

1.1. Úvod

Čas ke studiu: 0,5 hodiny


• rozlišit základní typy výkonových polovodičových měničů • vysvětlit základní pojmy používané v terminologii měničů

Výklad

Základní rozdělení výkonových polovodičových měničů Výkonové polovodičové měniče slouží ke změně druhu a parametrů elektrické energie. Pro praktické aplikace přichází v úvahu obousměrná přeměna mezi střídavou a stejnosměrnou energií, příp. řízení velikosti stejnosměrné, resp. střídavé energie jedné na hodnotu střední, resp. efektivní velikosti jiné. Typy polovodičových měničů a jejich vzájemné vazby lze odvodit z obrázku 2.1. Na obrázku znázorňuje měnič U1 usměrňovače, U2 stejnosměrný měnič napětí, U3 napěťový střídač a U4 střídavý měnič napětí nebo přímý měnič kmitočtu. Napěťový střídač mění stejnosměrné napětí na střídavé napětí, jak lze vyvodit z obr.1.1, který ukazuje základní druhy měničů.

Obr. 2.1 Název obrázku

Měnič U1- usměrňovač - provádí přeměnu střídavé energie na stejnosměrnou. Střídač U3 mění naopak stejnosměrnou energii na střídavou. Střídavý měnič U4 umožňuje změnu střídavého napětí (příp. proudu), kmitočtu nebo impedance. Proto může být tento měnič realizován jako regulátor střídavého proudu, nebo přímý měnič kmitočtu, nebo měnič impedance. Stejnosměrný měnič U2, nazývaný

25


pulsním měničem, umožňuje změnu střední hodnoty stejnosměrného napětí, případně odporu. Při tom podle směru toku energie působí některé měniče energeticky jednosměrně, kdy tok energie procházi pouze jedním směrem, jiné energeticky dvousměrně, kdy tok energie je možný oběma směry. Velmi často se využívají seriové kombinace těchto základních typů měničů, kdy např. u tzv. nepřímých měničů kmitočtu se střídavá energie napřed usměrní usměrňovačem, vyfiltruje a příp. stabilizuje stejnosměrným měničem s tím, že je potom střídačem znovu přeměněna na střídavou, ale odlišného

visí na velikosti přiloženého

vypinatelné tyristory

ěniči, rozeznáváme měniče bez komutace, měniče s vlastní komutací a měniče s vnější

součástky zánikem proudu, tzn. že při sepnutí další

ní zátěže s indukčností, nebo tzv.

larity síťového napětí usměrňovačů, nebo u měničů komutovaných zátěží rezonanční bvod zátěže.

.2. Usměrňovače

např. kmitočtu, napětí, nebo počtu fází.

Pro svou činnost výkonové polovodiové měniče, využívají polovodičové součástky, periodicky přecházející z nevodivého do vodivého stavu a naopak. Toto označujeme jako spínací režim součástek. Při analýze vlastností měničů jsou obvykle vlastnosti reálných součástek nahrazovány vlastnostmi ideálního spínače, který má v sepnutém stavu nulový odpor, tedy i úbytek, v rozepnutém stavu jím neteče žádný proud, tzn. má nekonečný odpor, který navíc nezánapětí. (neuvažujeme o napěťovém přetížení spínače, nebo jeho průrazu)

Součástka může být v nevodivém stavu tzn. vypnutá, nebo ve vodivém stavu, kdy vede proud pouze jednoho směru, tzn. je sepnutá. Podle schopnosti řídit přechod součástky mezi těmito stavy hovoříme o součástkách neřiditelných (diody), polořiditelných, které lze řídicím impulsem pouze spínat (tyristory, triaky) a plně řiditelných (tranzistory bipolární, unipolární a IGBT aGTO a IGCT), které lze řídicími impulsy do řídicí elektrody sepnout i vypnout.

Podle způsobu, jak dochází k vypínání součástek (tím vlastně ke komutaci, tzn. převádění proudu mezi spínači) v mkomutací.

U měničů bez komutace dochází k vypnutísoučástky proud narůstá od nulové hodnoty.

Měniče s vlastní komutací jsou vytvořeny na bázi vypinatelných součástek. Při vypnutí jedné součástky proud přechází na jinou součástku, nebo obvod, který proud převezme.(např. komutace proudu z tranzistorového spínače na tzv. nulovou diodu při spínákomutační obvody pro vypínání běžných polořiditelných tyristorů)

U měničů s vnější komutací dochází k vypínání polořiditelných součástek působením vnějších vlivů, např. změna poo

126



Cíl pPo rostudování tohoto odstavce budete umět

• rozlišit a popsat základní typy polovodičových usměrňovačů • vysvětlit průběhy proudu a napětí základních typů usměrňovačů • analyzovat provozní stavy usměrňovačů

Výklad

Definice usměrňovače

apětí na požadované hodnoty a zajistí nám galvanické oddělení směrňovače od napájecí sítě).

r. 2.2 Symbolická značka usměrňovače

nergie mohou být částečně řízeny)

Podle p

Podle p

Usměrňovač (obr. 2.2) je zařízení používané k přeměně střídavé elektrické energie na energii stejnosměrnou. Zdrojem střídavého napájecího napětí pro usměrňovač je zpravidla střídavá rozvodná síť. Usměrňovač k ní bývá připojen přes reaktory nebo měničový transformátor (ten nám umožní měnit parametry vstupního nu

~=

Střídavá Stejnosměrná

strana strana

P > 0 - usměrňovačový chod

P < 0 - střídačový chod

Ob

Rozdělení usměrňovačů Podle způsobu komutace můžeme usměrňovače rozdělit do dvou hlavních skupin: - s vnější komutací (s tzv. přirozenou komutací) - s vlastní komutací (s tzv. nucenou komutací)

Podle řízení toku energie můžeme usměrňovače rozdělit na: - neřízené (parametry výstupní elektrické energie nemohou být řízeny) - řízené (parametry výstupní elektrické energie mohou být řízeny) - polořízené (parametry výstupní elektrické e

očtu fází můžeme usměrňovače rozdělit na:

- 1-fázové - 2-fázové - 3-fázové - m-fázové

očtu pulsů výstupního usměrněného napětí můžeme usměrňovače rozdělit na:

- 1-pulsní - 2-pulsní

27


28

0

ud

ωt

V1, V2 V3, V4

u

π 2π

Ud(AV)

idUm

R

V1 V3

V2V4

udu+

- +

-

Z

id

Podle sm

ru)

Podle d

- můstkové

me názorně ukázat na 1-fázovém neřízeném můstkovém zapojení s čistě dporovou zátěží (obr.2.2).

vání velikosti a tvaru průběhu

ě reálných směrňovačů by bylo usměrněné napětí sníženo o napěťové úbytky na těchto složkách.

Usměrňovače neřízené

- 3-pulsní - 6-pulsní - 12-pulsní - p-pulsní

ěru toku energie rozdělujeme usměrňovače na:

- energeticky jednosměrné (tok energie možný jen v jednom smě - energetický obousměrné (tok energie možný v obou směrech)

ruhu zapojení polovodičových spínačů rozdělujeme usměrňovače na:

- uzlové

Princip usměrňovače s vnější komutací Tyto usměrňovače patří mezi nejdéle používané měniče ve výkonové a spotřební elektronice. Zdroj komutačního napětí těchto usměrňovačů, který nám zajišťuje komutaci proudu v jednotlivých větvích měniče bez toho, aby proud v uzlu dvou komutujících větví byl přerušovaný, je umístěn vně měniče. Princip usměrňovače si můžeo

Obr. 2.2 Princip usměrňovače a) Jednofázového můstkové spojení

b) Průběhy usměrněného napětí a proudu při R zátěži

Napájecí napětí u má harmonický charakter, tedy u=Um·sin(ωt). Kladná část periody střídavého napájecího napětí u je na zátěž propouštěna polovodičovými diodami V1, V2 a záporná část periody polovodičovými diodami V3, V4. Okamžitá hodnota usměrněného napětí na zátěži ud má charakter pulsů superponovaných na střední hodnotě usměrněného napětí Ud(AV). Příznivějšího průběhu, tzn. menšího zvlnění usměrněného napětí bychom dosáhli zvýšením počtu pulsů. Ten je dán druhem zapojení a počtem fází usměrňovače. Průběh výstupního proudu usměrňovače id je dán průběhem napětí ud a druhem zátěže Z. Jako obecnou zátěž často uvažujeme elektrický odpor R, indukčnost L a napětí Ui. Na obr.2.2 je zátěž uvažovaná čistě odporová, proto při určovýstupního proudu můžeme vycházet přímo z Ohmova zákona I=U/R.

Všechny zde uvedené průběhy napětí a proudů nám ukazují chování usměrňovačů v ustálených stavech s uvažováním ideálních součástek (tzn. že jsou zde např. zanedbány vnitřní odpory a reaktance (komutační indukčnosti viz obr. 2.7) napájecích zdrojů, u diod jsou uvažovány ideální VA charakteristiky se zanedbaným diferenciálním odporem v propustném směru atd.). V případu


29

U těchto druhů usměrňovačů jsou jako spínače použity polovodičové diody. Proto jejich doba vedení a hodnota výstupního napětí není řiditelná a je přímo závislá na průběhu napájecího napětí u a zátěži Z.

Jednocestné (jednopulsní) spojení

Toto zapojení (obr.2.3.a) je nejjednodušším případem usměrňovače. Při čistě odporové zátěži polovodičový spínač V (dioda) vede jen při kladné půlperiodě napájecího napětí u (obr. 2.3.b). Pro střední hodnotu usměrněného napětí Ud(AV) platí vztah (2.1). Průběh usměrněného proudu je přerušovaný a pro jeho střední hodnotu Id(AV) platí vztah (2.2). Pro pozdější užití uvedených výpočtů bude střední hodnota usměrněného napětí označována indexem 0, což má význam nulového řídicího úhlu.

[ ] UUd0(AV) 0,45≅⋅

=−=⋅⋅=⋅= ∫∫ πω

πωω

πω π

π UtUtdtUtduT

mm

T

2)cos(2

)sin(211

00

2

0

(2.1)

V

Udu

Z

idud

ωt

u

2π

Ud(AV)

id

0

ud

u

π 2π

Ui

idi

χ =0Z

χ = πK

RLU (+)i

R

χZ

χK ωt

2U

ud

u

π 2π

id

0

ud

u

π 2π

i

id

RLU (-)i

ωt

ωtUi

RL

χ =0Z

χK

χK

χZ

(2.2)

RUId(AV) 0,45≅=

RUd(AV)

Pokud je zátěž tvořena odporem R a indukčností L je doba vedení polovodičové diody delší, neboť energie nahromaděná v časovém intervalu 0>ωt>π (tedy při u>0) v indukčnosti se snaží při poklesu napájecího napětí do záporných hodnot zachovat stejný směr toku elektrické energie a brání se jeho změně. V intervalu od 0 do π je energie v indukčnosti kumulována a v intervalu od π do χΚ je vracena zpět do zdroje (obr.2.3.c).

Obr. 2.3 a) Zapojení jednocestného usměrňovače b)-

e)Průběhy výstupních proudů a napětí pro různé typy zátěží

Čím větší bude indukčnost zátěže, tím menší bude zvlnění usměrněného proudu a tím větší bude jeho střední hodnota. Pokud bude zátěž obsahovat navíc vnitřní napětí Ui, bude výpočet středních hodnot výstupního napětí a proudu ještě složitější. Při souhlasné orientaci vnitřního napětí zátěže s napětím napájecím začíná polovodičová dioda vést proud při zvýšení okamžité hodnoty napájecího napětí u nad hodnotu vnitřního napětí zátěže Ui (obr.2.3.d). Mimo dobu, kdy je u>Ui, je na diodě závěrné napětí. Dioda se přesto neuzavře ihned, ale vlivem indukčnosti povede do doby než se energie v L nahromaděná odvede zpět do zdroje. Střední hodnota usměrněného proudu je v tomto případě menší,


30

neboť dioda vede vlivem kladného Ui kratší dobu. V případě nesouhlasného směru vnitřního napětí s napájecím začíná dioda vést proud opět při zvýšení hodnoty napětí u nad hodnotu napětí Ui (obr.2.3.e). I v tomto případě vede vlivem indukčnosti dioda i v době, kdy se na ni již nachází závěrné napětí. Střední hodnota usměrněného proudu při záporném Ui roste, neboť na diodě se delší dobu nachází kladné napětí.

Dvoufázové (dvoupulsní) uzlové spojení Zapojení tohoto usměrňovače (obr.2.4.a) dostaneme ze zapojení jednocestného přidáním další fáze. Těmto usměrňovačům říkáme uzlové, neboť zátěž je z jedné strany připojena k ,,uzlu“ fází napájecího zdroje a z druhé k ,,uzlu“ katod (popř. anod) polovodičových spínačů. Napájecí napětí jsou vůči sobě fázově posunuty o 180°, tzn. u1=Um·sin(ωt) a u2=Um·sin(ωt-π). Průběhy usměrněného napětí a proudu mají stejný charakter jako v případě jednofázového můstkového zapojení (obr.2.2.b), tedy dva pulsy za jednu periodu napájecího napětí. Při odporové zátěži vede dioda V1 při kladné půlvlně napájecího napětí u1, dioda V2 při kladné půlvlně napájecího napětí u2. Střední hodnota výstupního napětí Ud(AV) je v porovnání s předchozím zapojením dvakrát vyšší a platí pro ní při spojitém proudu vztah (2.3) popř. vztah (2.4).

[ ] UUd0(AV) 0,9≅⋅

=−=⋅⋅=⋅= ∫∫+

−π

ωπ

ωωπ

ω ππ

ππ

ππ

UtUtdtUtduTp m

m

p

p

22)cos()sin(22

00

2

2

(2.3)

(2.4) Ud0(AV) 0,9≅

⋅=⋅=

2sin22sin π

ππ

πU

pUp

m

V1

ud

uZ

id

1 u2

V2

iV1

iV2

0

ud

ωt

V1 V2

u

π 2π

Ud(AV)id(R)

1u2

id(RL)

2U

U

Průběh usměrněného proudu je roven součtu proudů na jednotlivých diodách id=iV1+iV2. S induktivní zátěží se vedení polovodičových spínačů taktéž nezmění, vede právě ta dioda, která má k tomu lepší podmínky např. při poklesu napětí u1 do záporných hodnot by mohla dioda V1 vlivem indukčnosti L ještě vést, ale díky kladné hodnotě napětí u2 převezme vedení proudu dioda V2. Průběh usměrněného proudu pro R i RL zátěž je uveden na obr. 2.4.b. S induktivní zátěží je průběh výstupního proudu více vyhlazen a jeho střední hodnota je vyšší.

Obr. 2.4 a) Zapojení dvoufázového uzlového usměrňovače

b) Průběhy výstupního proudu a napětí při R zátěži

Trojfázové(trojpulsní) uzlové zapojení


31

Toto zapojení dostaneme složením tří jednocestných usměrňovačů (obr.2.5.a). Napájecí napětí jsou vůči sobě fázově posunuty o 120° tzn. u1=Umsin(ωt), u2=Umsin(ωt-2π/3) a u3=Umsin(ωt-4π/3). Funkci usměrňovače můžeme rozdělit do tří taktů. Takt je časový interval mezi dvěma po sobě následujícími změnami vodivosti větví měniče a nejčastěji je ve schématech označován značkami sepnutých součástek. V prvním taktu nám vede dioda V1, v druhém V2 a v třetím V3. Z obr.2.5.a je patrno, že při určování napětí na jednotlivých ventilech v různých taktech můžeme vycházet z II. Kirchhoffova zákona. Pokud tedy např. povede dioda V1, napětí na ní bude uV1=0 a na ostatních diodách budou napětí závěrná uV2=(u2-u1)<0 a uV3=(u3-u1)<0, rovna sdruženým napětím (obr.2.5.c). Z obr.2.5.b vyplývá, že sepnutá je vždy ta dioda, která je připojena k fázovému napětí s největší okamžitou hodnotou (toto platí i pro induktivní zátěž). Na obr.2.5b,c je dále zobrazen průběh usměrněného napětí, které je v jednotlivých taktech shodné s průběhem napájecího napětí připojeného k anodě (katodě) právě vedoucí diody, a proudu pro odporovou zátěž. Pro výpočet střední hodnoty usměrněného napětí pro spojitý výstupní proud (i pro proud na mezi spojitosti) platí vztah (2.5) (popř. vztah (2.6), který je v elektrických pohonech častěji využíván).

V1

udu

Z

id

1 u2

V2

u3

V3iV2

uV2

iV1

uV1

iV3

uV3 0

ud

ωt

V1 V2

u

π 2π

Ud(AV)id

1u3

V3 V1

u2

0

u

ωt2π

u -u1 2 u -u1 3 u -u2 3 u -u2 1 u -u3 1 u -u3 2 u -u1 2

6U

1/2π 3/2ππ

u -u1 2 u -u1 3 u -u2 3 u -u2 1 u -u3 1 u -u3 2 u -u1 2

6U

uV1uV3 uV2

2U

χ1

χ2

χ3

χ4

iV1

(2.5)

[ ] UUd0(AV) 1,17≅

⋅=−=⋅⋅=⋅= ∫∫

+

−π

ωπ

ωωπ

ωπ

π

π

π

ππ

ππ 263)cos(

23)sin(

23 6

5

6

65

6

2

2

UtUtdtUtduTp m

m

p

p

(2.6)

UUd0(AV) 1,17≅⋅

=⋅=3

sin23sin ππ

ππ

Up

Upm

Průběh usměrněného proudu dostaneme jako v předchozím zapojení součtem proudů v jednotlivých větvích id=iV1+ iV2+ iV3. Průběh proudu ventilem V1 je zobrazen na obr.2.5.c.

Obr. 2.5 a) Zapojení třífázového uzlového usměrňovače b) Průběhy výstupního proudu a napětí při R zátěži c)

Průběhy napětí na ventilech V1, V2, V3 a proudu na ventilu V1

Obecné vyjádření intervalů vedení diod (kde za počátek pozorované soustavy je uvažován počátek kladné půlvlny napájecího napětí u1:

Takt V1: χ1÷χ2=(nπ+π/6)÷(nπ+5π/6)


Takt V2: χ2÷χ3=(nπ+5π/6)÷(nπ+3π/2)

Takt V3: χ1÷χ2=(nπ+3π/2)÷[(n+2)π+π/6]

n∈N

Jednofázové můstkové (dvoupulsní) spojení Zapojení (obr.2.2) a funkce tohoto usměrňovače jsou uvedeny v kapitole 2.1. Pro výpočet usměrněného napětí platí stejný vztah jako pro dvoufázové uzlové spojení, tedy vztah (2.3) a (2.4).

Trojfázové můstkové (šestipulsní) zapojení Můstkové zapojení dostaneme sériovým spojením dvou uzlových usměrňovačů. Číselné indexy písmenových značek polovodičových součástek jsou voleny tak, aby byly ve shodě s pořadím spínání těchto součástek. Z obr.2.6.a je patrné, že proud prochází jednotlivými fázemi v obou směrech. Např. u napájecího zdroje s napětím u1 prochází proud vytvořený kladnou půlvlnou napětí diodou V1 (dioda je ke zdroji připojena anodou) a zápornou půlvlnou diodou V4 (dioda je ke zdroji připojena katodou).

V1

ud Z

idu2

u3

V3 V5

V4 V6 V2

u1

Anodová skupina

Katodová skupina

i

i

i

1

2

i i i

iii

V1 V3 V5

V4 V6 V2

udA

udK

0

ud

ωt

V1 V3

u

π 2π

UdA(AV)1 u3

V5 V1

u2

V2 V4 V6 V2V6

V5

UdK(AV)

udA

udK

2U

0

i

ωtπ 2π

iV1 iV4

Id

0 ωtπ 2π

i1

Id

0

ud

ωt2π

Ud(AV)

u -u1 2 u -u1 3 u -u2 3 u -u2 1 u -u3 1 u -u3 2 u -u1 2

V1V6 V1V2 V2V3 V3V4 V4V5 V5V6 V1V6

6U

1/2π 3/2π0

ud

ωtπ 2π

Ud(AV)

u -u1 2 u -u1 3 u -u2 3 u -u2 1 u -u3 1 u -u3 2 u -u1 2


6U

1/2π 3/2π

id

Obr. 2.5 a) Zapojení třífázového můstkového usměrňovače

b) Průběhy výstupního napětí a napětí anodové a katodové skupiny c)Průběhy vstupních proudů odebíraných z napájecí sítě

Zapojení usměrňovače můžeme rozdělit do dvou komutačních skupin, anodové a katodové. Proud v těchto skupinách komutuje z jednoho polovodičového ventilu na druhý bez toho, aby se tyto skupiny navzájem ovlivňovaly. Anodová skupina je tvořena součástkami, které jsou k střídavým zdrojům připojeny svou anodou, katodová skupina součástkami, které jsou k zdrojům připojeny katodou. Napájecí napětí jsou stejná jako v případě trojfázového uzlového zapojení. Z obr.2.6.a,b je patrné, že průběhy usměrněného napětí anodové a katodové skupiny jsou totožné s průběhem usměrněného napětí trojpulsního uzlového usměrňovače (obr.2.5.b). Výsledné usměrněné napětí na zátěži dostaneme odečtením katodového napětí od anodového ud=udA-udK (což odpovídá obalové křivce sdružených napětí) (obr.2.6.c). Opět zde můžeme užít tvrzení, že v komutačních skupinách jsou sepnuty právě ty diody, které jsou připojeny k fázovému napětí s největší okamžitou hodnotou.

32


Činnost tohoto usměrňovače si můžeme rozdělit do 6 taktů. V každém taktu jsou sepnuty vždy dvě diody, jedna z anodové a jedna z katodové skupiny. Jimi se uzavírá proud id. Tyto dvě diody nám k zátěži připojí sdružené napětí. Např. v taktu V1V2 nám logicky povedou diody V1,V2, které nám na zátěž připojí napětí u1-u3. V následujícím taktu nám vedení diody V1 nahradí dioda V3 a na zátěži bude napětí u2-u3. Na obr.2.6.c lze dále vidět průběh výstupního proudu usměrňovače pro čistě induktivní zátěž L→∞. Na obr.2.6.d jsou zobrazeny průběhy proudů ventily V1,V4, z nichž můžeme jejich součtem (dle I. Kirchhoffova zákona) dostat průběh proudu na vstupu usměrňovače na fázi s napětím u1. Výpočet střední hodnoty usměrněného napětí na zátěži pro spojitý proud je dán vztahem (2.7) popř. častěji užívaným vztahem (2.8).

[ ] UUd0(AV) 2,34≅⋅

=−=⋅⋅=⋅= ∫∫+

−π

ωπ

ωωπ

ωπ

π

π

π

ππ

ππ

UtUtdtUtduTp Sm

Sm

p

p

63)cos(2

6)sin(26 3

2

3

32

3

2

2

(2.7)

(2.8)

UUd0(AV) 2,34≅⋅

=⋅=6

sin66sin ππ

ππ

Up

Upm

Dalším způsobem jak zjistit střední hodnotu výstupního napětí usměrňovače je odečíst střední hodnotu usměrněného napětí katodové skupiny od anodové (2.10).

(2.9) U,U

pUp

m 1713

sin23sin ≅⋅

=⋅=−=π

ππ

πdK0(AV)dA0(AV) UU

(2.10)

UUd0(AV) 2,34≅⋅

=−=3

sin2600

ππ

UUU (AV)dK(AV)dA

Z uvedených vztahů vyplývá, že střední hodnota usměrněného napětí je ve srovnání s napětím uzlového usměrňovače dvakrát vyšší.

Usměrňovače řízené U těchto druhů usměrňovačů jsou namísto polovodičových diod použity polovodičové tyristory. Díky této skutečnosti je možné ovládat dobu sepnutí spínače a řídit tak střední hodnotu usměrněného napětí. Řídicí impulsy jsou na tyristory přiváděny z bloku řízení. Řízení je prováděno signálem uř vstupujícím do bloku řízení (obr.2.7.a). Tímto vstupním napětím nastavujeme úhel řízení α, který vyjadřuje zpoždění sepnutí každého z tyristorů usměrňovače, vzhledem k úhlu , ve kterém by na jeho místě sepla dioda (přirozená komutace). Často je taktéž nazýván úhlem zpožděné komutace. Dalšími signály vstupujícími do bloku řízení jsou napájecí napětí jednotlivých fází, které nám slouží k synchronizaci spouštěcích pulsů tyristorů. Podmínkou pro správnou funkci těchto usměrňovačů je kladné blokovací napětí na jednotlivých tyristorech v době přivedení spouštěcích pulsů. Díky této skutečnosti vyplývá pro jednotlivá zapojení určitý rozsah řízení úhlu α.

Trojfázové trojpulsní uzlové zapojení Toto zapojení (obr.2.7.a) je kromě typů použitých polovodičových spínačů obvodově shodné s neřízeným zapojením. Také zde v uzlech a větvích platí stejné napěťové a proudové poměry vycházející z I. a II. Kirchhoffova zákona. Takty jsou ve srovnání s neřízeným usměrňovačem zpožděny o úhel α. Jejich délka a sled zůstávají zachovány. Rozsah řídícího úhlu odpovídá době trvání

33


V1

ud

u

Z

id

1 u2

V2

u3

V3iV2uV2

iV1uV1

iV3

uV3

=u ~αřŘídícísignál

Řídícíobvody

Zapínacípulsy

iG1,G2,G3Synchronizace

Lk Lk Lk

0

ud

ωt

V1 V2

u

π 2π

Ud(AV)id

1u3

V3

u2

0

i

ωt2π1/2π 3/2ππ

2U

iV1

αV1V3

iV2 iV3 iV1iV3

Id(AV)

Id

iG1 iG2 iG3 iG1

u +u1 32

µ

u =u -uk 1 3

kladného blokovacího napětí tyristorů, Tato napětí jsou odvozena od sdružených napětí (obr. 2.5b) (např. pro tyristor V1 platí, že může být sepnut pouze v kladných hodnotách sdruženého napětí u1-u3) a v našem případě je dán intervalem 0<α<π. Z obr. 2.7.b je patrné, že se vzrůstajícím řídícím úhlem α střední hodnota usměrněného napětí klesá. Při výpočtu střední hodnoty usměrněného napětí můžeme vycházet ze vztahu (2.6), který nám udává hodnotu výstupního napětí při nulovém řídícím úhlu. Stačí jej doplnit vyjádřením závislosti výstupního napětí na úhlu α, vztah (2.11).

αUcosUd(AV) 1,17≅⋅

⋅=⋅⋅=⋅= απ

παπ

πα cos

3sin23cossincos)(0

Up

UpU mAVd (2.11)

Opět tento vztah platí pouze pro spojitý výstupní proud. Při zvýšení řídícího úhlu nad hodnotu π/2 při spojitém výstupním proudu klesne střední hodnota usměrněného napětí do záporných hodnot tzn. že se v obvodu změní směr toku elektrické energie (energie se vrací do zdroje). Takovému stavu usměrňovače se říká střídačovy chod (viz. kapitola „Provozní stavy usměrňovačů).

Obr. 2.7 a) Zapojení řízeného třífázového uzlového usměrňovače

b) Průběhy usměrněného napětí a proudu při zátěži L→∞

c) Průběh proudů jednotlivými tyristory při zátěži L→∞

Na obr.2.7.c jsou zobrazeny vstupní proudy usměrňovače jednotlivých fází (totožné s proudy tyristorových spínačů). Jak je na nich vidět, že proudy z jedné větve na druhou při sepnutí daných ventilů nekomutují okamžitě, ale vlivem vnitřních reaktance zdroje (ta je převážně tvořená indukčností tzn. komutační indukčností Lk) trvá tento děj déle. Tuto dobu definujeme komutačním úhlem µ. Tato doba je v reálných případech tak krátká, že během ní proud zátěže změní zanedbatelně. Zde byla tato doba pro názornost úmyslně zvětšena. Při ideálně vyhlazeném proudu zátěží (L→∞) bude jeho hodnota v době komutace stále stejná, neboť v uzlech mezi komutujícími větvemi platí I. Kirchhoffův zákon. Vliv indukčnosti Lk se také projeví na průběhu usměrněného napětí, kdy v době komutace bude toto napětí nižší o napěťové množství ztracené na komutační indukčnosti. Napětí na zátěži je v době komutace rovno polovině součtu fázových napětí v právě komutujících větvích (např. pro komutaci V3-V1 uvedenou na obr.2.7.b platí ud=(u1+u3)/2). Napětí na indukčnostech (tzv. komutační napětí) v době komutace odpovídá sdruženému napětí, které je rovno rozdílu fázových napájecích napětí v právě komutujících větvích (např. pro V3-V1 je uk=u1-u3). Komutační indukčnosti v konečném důsledku snižují výstupní napětí a tedy i účinnost usměrňovačů. Prakticky jsou ale nezbytné, neboť omezují strmost nárůstu proudu na tyristorech a pozitivně přispívají k omezení harmonický vyšších řádů na vstupu usměrňovačů (tzn. menší ovlivňování a deformace napětí sítě).V ostatních uvedených

34


případech v této práci byl vliv komutačních indukčností (resp. vnitřní reaktance zdroje) na komutaci zanedbán.

dvoupulsní spojení řízeného usměrňovače Základní princip tohoto spojení je shodný s neřízeným zapojením, s tím rozdílem, že místo diod jsou zde použity tyristory. Tyristory lze spínat, pokud se na nich nachází kladné blokovací napětí, v tomto případě fázové napětí zdroje. Řídicí úhel lze opět měnit v rozsahu 0<α<π. Výstupní průběhy jsou zde uvedeny pro můstkový usměrňovač. U uzlového typu by byl rozdíl jen ve vedoucích diodách, tedy místo diod V1, V2 by vedla dioda V1 a diod V3, V4 dioda V2. Průběhy výstupních proudů a napětí pro různé typy zátěže jsou uvedeny na obr.2.8.c,d,e.

V1ud

uZ

id

1 u2

V2

iV1

iV2

R

V1 V3

V2V4

udu

idiV1 iV3

iV4 iV2

0

ud

ωt

V1V2V3V4

π 2π

Ud(AV)

id(RL)

V3V4α=90°

0

ud

ωt

V1V2V3V4

π 2

i

π

d(RL+Ui)

V3V4

U i

2U

0

ud

ωt

V1V2V3V4

π 2

i

π

d(L )Yh

V3V4

Obr. 2.8 a) Zapojení řízeného jednofázového můstkového usměrňovače

b)Zapojení řízeného dvoufázového uzlového usměrňovače

c)Průběh usm. proudu a napětí při zátěži RL (přerušovaný proud)

d)Průběh usm. proudu a napětí při zátěži RL+Ui (přerušovaný proud)

e)Průběh usm. proudu a napětí při zátěži L→∞ (spojitý proud)

Pro střední hodnotu usměrněného napětí při spojitém výstupním proudu platí vztah (2.12).


⋅=⋅⋅=⋅= απ

παπ

πα cos

2sin22cossincos)(0

Up

UpU mAVd (2.12)

35


V1

ud Z

idu2

u3

V3 V5

V4 V6 V2

u1

Anodová skupina

Katodová skupina

i

i

i

1

2

i i i

iii

V1 V3 V5

V4 V6 V2

udA

udK

0

ud

ωt

V1 V3

u

π 2π

UdA(AV)

1u3

V5 V1

u2

V2 V4 V6V6

V5

UdK(AV)

udA

udK

2U

0

i

ωtπ 2π

iV1 iV4

Id

0 ωtπ 2π

i1

Id

0

ud

ωt2π

Ud(AV)


6U

1/2π 3/2ππ 2π

Uid

α

α

αV5V6

i1(1)

Trojfázové můstkové zapojení (šestipulsní):

Zapojení (obr.2.9) je stejné jako v případě neřízeného usměrňovače (obr.2.6). Taktéž princip činnosti je totožný, jen s tím rozdílem, že je zde díky použitým polovodičovým tyristorům možné regulovat výstupní napětí. Při řízení nastavujeme na anodové i katodové skupině stejný řídící úhel α. Rozsah tohoto úhlu je stejný jako v případě trojpulsního usměrňovače, tedy 0<α<π. Na obr.2.9.b můžeme vidět průběhy usměrněných napětí obou komutačních skupin. Odečtením průběhu napětí katodové skupiny od anodové (II. Kirchhoffův zákon) dostaneme průběh celkového usměrněného napětí (obr.2.9.c). Pro výpočet tohoto napětí platí při spojitém proudu id vztah (2.13).


⋅=⋅⋅=⋅= απ

παπ

πα cos

6sin66cossincos)(0

Up

UpU mAVd (2.13)

Na obr.2.9.d jsou zobrazeny průběhy proudů ventilů V1 a V2, jejichž odečtením vycházejícím z I. Kirchhoffova zákona dostaneme průběh proudu i1 na fázi s napájecím napětí u1. Na tomtéž obrázku je dále zobrazen průběh 1. harmonické proudu i1, který je fázově zpožděn za napětím stejné fáze u1 o úhel ϕ(1). Tento jev obecně platí pro všechny druhy plně řízených usměrňovačů bez nulové diody.

Obr. 2.9 a) Zapojení řízeného trojfázového můstkového usměrňovače b) Průběh usm. napětí anodové a katodové skupiny při zátěži L→∞ c)Průběh usm. proudu a napětí při zátěži L→∞ (spojitý proud) d)Průběhy proudů na tyristorech V1, V4 a fázi s napájecím napětím u1

Usměrňovače polořízené Polovodičové spínače těchto usměrňovačů jsou tvořeny jak diodami tak i tyristory. Díky tomu je regulační rozsah jejich výstupních napětí v porovnání s plně řízenými usměrňovači menší. Střední hodnoty usměrněných napětí nemohou vlivem působení diod dosahovat záporných hodnot. Usměrňovače tedy nejsou schopny pracovat ve střídačovém režimu (viz. kapitola „Provozní stavy

36


usměrňovačů). Taktéž těžce dosažitelné jsou i hodnoty napětí blížící se k nule. Jejich výhodou je menší zvlnění výstupního napětí i proudu a vyšší střední hodnota usměrněného napětí a lepší účiník usměrňovače. Abychom zlepšili jejich regulační vlastnosti, připojujeme často na výstup usměrňovače paralelně k zátěži tzv. nulovou diodu V0.

Jednofázové můstkové polořízené spojení Jednofázové polořízené můstky je možné použít ve dvou variantách, symetrické (obr.2.10.a) a nesymetrické (obr.2.10.b). Pro lepší pochopení při určovaní výstupních průběhů napětí a proudu si, jako v případě šestipulsního usměrňovače, i zde můžeme rozdělit můstek na dva dvoufázové uzlové usměrňovače (resp. na dvě komutační skupiny) s napájecími napětími u1 a u2. Jejich amplitudy jsou ve srovnání s původním napájecím napětím u poloviční a jejich fáze jsou opačné.

V případě symetrického zapojení je jedna komutační skupina tvořena tyristory a druhá diodami. V nesymetrickém spojení je v každé komutační skupině tyristor i dioda (stejný typ součástek je vždy připojen k stejné straně napájecího zdroje). Průběh usměrněného napětí vychází u obou variant stejně. Pokud tyto průběhy srovnáme s průběhy plně řiditelného můstku při stejném úhlu řízení, zjistíme, že jsou v nich ořezány „záporné špičky“. Mezi výhody nesymetrického zapojení vůči symetrickému patří lepší regulační vlastnosti (hodnotu středního usměrněného napětí lze snižovat až na nulu). Nevýhodou proti tomu je nerovnoměrné proudové zatížení polovodičových součástek při α>0. Střední hodnotu usměrněného napětí na zátěži dostaneme rozdílem usměrněných napětí komutačních skupin, vztah (2.14).

2αcos1UUd(AV)

+≅

⋅+⋅

⋅=−= 0,9

2sin22cos

2sin22

0π

παπ

πUUUU (AV)dKdA(AV) (2.14)

Trojfázové polořízené můstkové spojení Zapojení je stejné jako v případě plně řízeného trojfázového můstku (obr.2.9.a). V tomto případě je však anodová skupina tvořena tyristory a katodová diodami. Na obr.2.11 jsou zobrazeny průběhy vstupních a výstupních proudů a výstupních napětí pro induktivní zátěž při spojitém proud. Z obr.2.11.a i obr.2.11.b vyplývá, že při řídicím úhlu α>0 je výstupní usměrněné napětí trojpulsní a při úhlu α>π/3 dokonce zanikají takty V1V6, V2V3, V4V5 a místo nich se objevují jiné takty V1V4, V3V6, V2V5, při nichž se proud zátěže uzavírá jen příslušnými dvěma polovodičovými součástkami, mimo napájecí zdroj. V těchto taktech je tedy na zátěž připojeno nulové napětí a obvod se chová obdobně jako s připojenou nulovou diodou na zátěži. V průběhu usměrněného napětí jsou ořezávány „záporné špičky“. Zmenšil se rozsah řízení napětí na zátěži, ale zvýšil se účiník usměrňovače. Střední hodnotu usměrněného napětí na Z můžeme opět zjistit rozdílem usměrněných napětí v komutačních skupinách vztah (2.15).

2cos1UUd(AV)

α+≅

⋅+⋅

⋅=−= 2,34

3sin23cos

3sin23

0π

παπ

πUUUU (AV)dKdA(AV) (2.15)

37


R

V1 V3

V2V4

udu

idiV1 iV3

iV4 iV2

u1

u2

0

ud

ωt

V1V3

π 2π

V3α

V2 V4

udA

udK

udA

udK

R

V1 V3

V2V4

udu

idiV1 iV3

iV4 iV2

u1

u2

0

ud

ωt

V1V3

π 2π

V3α

V2 V4

udA

udK

udA

udK

0

i

ωtπ 2π

i V1

i

0 ωtπ 2π

i V4

2U2

0

ud

ωt

V1V2V2V3

π 2π

V3V4α

ud

2U

V1V4

0

u

ωtπ 2π

uV1

2U

Id

Id

0

i

ωtπ 2π

i V1

i

0 ωtπ 2π

i V4

2U2

0

ud

ωt

V1V2V2V3

ππ 2

V3V4α

ud

2U

α

V2V3

0

u

ωtπ 2π

uV1

2U

Id

Id

0

ud

ωt

V1 V3

u

π 2π

UdA(AV)

1u3

V5 V1

u2

V2 V4 V6V6

V5

UdK(AV)

udA

udK

2U

0

i

ωtπ 2π

iV1 iV4

Id

0 ωtπ 2π

i1

Id

0

ud

ωt2π

Ud(AV)


6U

1/2π 3/2ππ 2π

Uid

α

αV5V6

V2

0

ud

ωt

V1 V3

u

π 2π

1u3

V5

u2

V2 V4 V6V6

V5

udA

udK

2U

0

i

ωtπ 2π

iV1 iV4

Id

0 ωtπ 2π

i1

Id

0

ud

ωt2π

Ud(AV)

V2V5 V1V2

V1V4 V3V4

V3V6 V5V6

V2V5

6U

1/2π 3/2ππ 2π

Uid

α

αV5V6

V2

Obr. 2.10 Zapojení polořízeného jednofázového můstkového usměrňovače a) Symetrické zapojení b) Nesymetrické zapojení

38


0

ud

ωtπ 2π

Ud(AV)

0<α<π

U =510Vd

+

I =100Ad

-

R

L

U =500Vi

+

-USM

+ -10V

0

ud

ωtπ 2π

Ud(AV)

π/2<α<π

U =-500Vd

-

I =100Ad

+

R

L

U =-510Vi

-

+USM

+ -10V

Z

Obr. 2.11 Zapojení polořízeného trojfázového můstkového usměrňovače a) Průběhy napětí a proudů pro α<π/3 b) Průběhy napětí a proudů pro α>π/3

Obr. 2.12 Provozní režimy usměrňovače a) Usměrňovačový režim b) Střídačový režim

Provozní režimy usměrňovače Jak již bylo zmíněno, usměrňovač může pracovat ve dvou režimech, usměrňovačovém a střídačovém. Za předpokladu ideálního vyhlazeného usměrněného proudu je střední hodnota výkonu dodaného zátěží z napájecího zdroje přes usměrňovač P = Ud.Id. S uvážením Id>0 pak vychází pro usměrňovačový chod Ud>0 a tedy i P>0, tzn. že v usměrňovačovém chodu je výkon přenášen ze střídavé strany usměrňovače na stranu stejnosměrnou. V druhém případě při Id > 0 pro střídačový chod vychází Ud<0 a tedy i P<0 tzn. že ve střídačovém chodu je výkon přenášen ze stejnosměrné strany usměrňovače na stranu střídavou. V praxi je tento chod nazýván střídačovým (ve starší literatuře „invertorovým“) režimem usměrňovače. Aby mohl usměrňovač pracovat ve střídačovém chodu, musí být splněny tyto podmínky: plně řízené zapojení usměrňovače, zdroj energie v zátěži a říddcí úhel α>π/2. Pokud by byla zátěž tvořena jen činným odporem, střídačový chod by nebyl možný. Jako zdroj energie může při skokovém zvětšení řídicího úhlu posloužit i indukčnost, v níž je akumulována elektromagnetická energie. Střídačový chod při takové zátěži může trvat jen krátce po dobu přechodném děje spojeného s odčerpáním energie z indukčnosti. Jako typický příklad zátěže, která umožňuje trvalý usměrňovačový a střídačový chod je stejnosměrný stroj pracující jako dynamo.


Usměrňovač je měnič, který převádí elektrickou energii střídavou na stejnosměrnou. Neřízený usměrňovač využívá diody a velikost výstupních veličin nelze řídit. Řízený usměrňovač využívá tyristory, které umožňují pomocí změny velikosti úhlu zpoždění sepnutí α řídit velikost výstupního

39


napětí. Podobně, ovšem v menším rozsahu, lze řídit i polořízený usměrňovač, který je tvořen tyristory a diodami. Podle zapojení známe usměrňovače uzlové a můstkové, podle počtu napájecích fází jednofázové, trojfázové a vícefázové. Tyto parametry určují počet pulsů usměrňovače. Obecně usměrňovač využívá usměrňovačový nebo střídačový chod (režimu). Ve střídačovém chodu se vrací stejnosměrná energie ze stejnosměrné zátěže do střídavé sítě.

Otázky 1.6.

1. Jakou funkci vykonává usměrňovač?

2. Jaké je základní rozdělení usměrňovačů?

3. Které součástky využívají usměrňovače?

4. V čem se liší zapojení a funkce můstkového a uzlového usměrňovače?

5. Co rozumíme pod pojmy spojitý a nespojitý (přerušovaný) proud, příp. proud na mezi spojitosti?

6. Jak ovlivňuje indukčnost v zátěži tvar výstupního proudu u jednotlivých typů usměrňovače?

7. Jak ovlivňuje zdroj napětí v zátěži tvar výstupních veličin u jednotlivých typů usměrňovače?

8. Jaký je rozdíl ve tvaru výstupního proudu a napětí třípulsního řízeného a polořízeného usměrňovače při napájení odporově induktivní zátěže?

9. Co rozumíme pod pojmem střídačový chod usměrňovače?

10. Jaké jsou podmínky vzniku střídačového chodu usměrňovače?

1.3. Pulsní měniče



• rozlišit a popsat základní typy stejnosměrných spínačů a pulsních měničů • vysvětlit průběhy proudu a napětí základních typů pulsních měničů • analyzovat provozní stavy pulsních měničů

Výklad

Dělení pulsních měničů Podle funkce, pro kterou jsou pulsní měniče používány, je dělíme na

- pulsní měniče pro snižování napětí - pulsní měniče pro zvyšování napětí - pulsní měniče pro snižování a zvyšování napětí - pulsní měniče odporu

40


Stejnosměrný spínač Stejnosměrný spínač slouží ke spínání stejnosměrného proudu. Výhodou tohoto je bezkontaktní spínání, a tedy dosažitelnost vyšších spínacích kmitočtů. Stejnosměrný měnič je v podstatě periodicky spínaný stejnosměrný spínač. Stejnosměrný měnič je dnes nazýván termínem pulsní měnič.

UVO

ii

V0

V

idV

ZAP.VYP.

L

R

LR

LR

iV iV0

t

VYP.

ZAP.

Obr. 2.13 Schéma obvodu se stejnosměrným spínačem a průběhy proudů

Na obr. 2.13 je obvod se stejnosměrným spínačem. Schéma obsahuje zátěž tvořenou odporem R a indukčností L, a nulovou diodu V0, která je paralelně připojena k zátěži. Nulová dioda V0 umožňuje zánik proudu indukčnosti po vypnutí spínače bez vzniku přepětí.

Pulsní měnič pro snižování napětí

UVO

i

i

V0

V

i

r

V

L

R

iU

Z

u d

V V0 V V0 VUd

T T1 2

T

Udi

tiV

iViV iV0d

ii

dMINi dMAXi

d i

t

u

Ud

Obr. 2.14 Schéma zapojení pulsního měniče pro snižování napětí a průběhy proudů a napětí

Pulsní měnič pro snižování napětí je tvořen spínačem V a nulovou diodou V0. Toto zapojení slouží k řízení napětí na zátěži na menší hodnotu, než je hodnota napájecího napětí zdroje. Jako zátěž je ve schématu uvažována obecná R, L, Ui, která je tvořena odporem R, indukčností L a zdrojem stejnosměrného protinapětí Ui. Aby pulsní měnič správně pracoval, je nutné zajistit splnění podmínky UUi < . Dojde-li k sepnutí spínače V, objeví se na zátěži napětí Ud = U. Proud zátěže id se uzavírá přes spínač a je znázorněn exponenciálou na obr. 2.14. Proud id je dán vztahem

RUUi i

d−

= (2.16) 41


V okamžiku vypnutí spínače se proud id uzavře přes nulovou diodu. Nestačí-li proud id klesnout k nule v intervalu vypnutí je nepřerušovaný a napětí na zátěži ud je v tomto intervalu nulové. Proud id v intervalu vypnutí je určen rovnicí

(2.17)

⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛=

−R

U

Vd

i

eii 0

Střední hodnota napětí na zátěži při nepřerušovaném proudu je

(2.18)

UzUTTUdi .1 ==

kde poměrná doba zapnutí z je dána TTz 1= .

Signálem vstupujícím do bloku řízení ur, se provádí řízení poměrné doby zapnutí z. Teoreticky je možno řídit v rozmezí 0 ≤ z ≤ 1. Tomu odpovídá regulační rozsah napětí 0 ≤ Udi ≤ U. Ve skutečnosti je rozsah řízení menší. Pulsní měnič pro snižování napětí je schopen přenášet výkon pouze ze zdroje U do zátěže Z. V případě sepnutí spínače je energie přijímána zátěží ze zdroje. Část je akumulována v indukčnosti, část přijímá zdroj Ui a část se ztrácí na odporu R. Je-li spínač vypnut, dochází k uvolnění nahromaděné energie v předchozím intervalu na indukčnosti L. Část této uvolněné energie přijímá zdroj Ui a zbytek se ztrácí na odporu R.

Vd

V0 0 Vu

tT TT

1 2

iUU

d i

t=T1

t=t kt=T

U-U R

i

-U R

i t

τ

τ

Obr. 2.15 Průběh přerušovaného proudu a příslušného napětí na zátěži pulsního měniče pro snižování napětí

V případě přerušovaného proudu začíná proud při každém sepnutí spínače narůstat z nulové hodnoty. A klesá na nulovou hodnoty po vypnutí spínače, před jeho následujícím sepnutí. Průběh napětí na zátěži při nepřerušovaném proudu je odlišný a je znázorněn na obr. 2.15. Pro střední hodnotu napětí na zátěži platí

(2.19)

( )[ ]Kid tTUTUT

U −+= 1.1

Proud na zátěži je dán následujícími vztahy. V taktu V intervalu T1

( ) ( )010 d

t

di

d ieiR

UUi +⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛−⎥⎦

⎤⎢⎣⎡ −

−=

−τ

42


(2.20)

kde RL

=τ . V taktu V0

( ) ( ) ⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛−⎥⎦

⎤⎢⎣⎡ +−=

−−

τ1

1. 11

Tt

di

dd eTiR

UTi (2.21) i Nepřerušovaný proud je při zátěži R,L a při řízení s konstantní dobou sepnutí a s konstantním kmitočtem. Při dvouhodnotovém řízení je možný pouze nepřerušovaný proud. Přerušovaný proud vzniká, je-li v zátěži zdroj Ui > 0. Zatěžovací charakteristika přechází z oblasti nepřerušovaného proudu do oblasti přerušovaného proudu při řízení s konstantní dobou sepnutí a s konstantním kmitočtem. Čas při kterém protne hodnota proudu nulovou osu je dán vztahem

(2.22)

1T

UUt

ik =

Pulsní měniče pro zvyšování napětí

Pulsní měnič pro zvyšování napětí je tvořen spínačem V, oddělovací diodou V0 a funkční součástí, kterou představuje indukčnost zátěže. Bývá též označován jako rekuperační měnič.

U

VO

i

iV0

i

r

V

L

R

iU

Z

u d

i

V

u

d

TTT1 2

V V0 V V0 VUd

UdiU

t

i iV V0 idMIN

idM

t Obr. 2.16 Schéma zapojení pulsního měniče pro zvyšování napětí a průběhy proudů a napětí

Dioda V0 zabraňuje zkratu zdroje napětí Ui při sepnutém spínači, avšak zátěž je ve zkratu, a tedy napětí na zátěži je nulové a platí ud = 0. Křivka proudu exponenciálně roste dle vztahu

(2.23)

RUii i

Vd ==

Část energie odčerpávané z Ui se akumuluje v indukčnosti L a část se ztrácí v odporu R. Dojde-li k vypnutí spínače, nedochází k přerušení proudu id, který pokračuje přes diodu V0 do zdroje zásluhou indukčnosti L. Proud je tvořen klesající exponenciální křivkou a je dán

(2.24)

RUUi i

d+−

=

Při tomto proudu je po dobu vypnutí napětí na zátěži rovno napětí zdroje ud = U. Dochází k odčerpání energie ze zdroje Ui a indukčnosti L. Část této energie se ztrácí na odporu R a zbytek přijímá zdroj U. Střední hodnota napětí na zátěži je dána vztahem

43


(2.24)

( )UzUT

TTUTTU di .112 −=

−==

Střední hodnota proudu je určena vztahem

(2.25)

RUUI dii

d−

=

Aby měnič správně pracoval, musí splňovat podmínku Id > 0. Tedy Ui > (1 – z).U. Tato podmínka je podmíněna nepřerušovaným proudem. Na jejim základě lze usoudit, že při teoretickém rozsahu řízení 0 ≤ z ≤ 1 je rekuperace možná již od hodnot Ui → 0 až do hodnot Ui neomezených. Použitelnost měniče pro rekuperaci je možné při Ui < U. Při Ui > U je rekuperace neovladatelná. Měnič je používán především pro rekuperaci energie. Ta bude probíhat jen za předpokladu, že v zátěži bude zdroj Ui. Jde o převod energie ze zdroje nižšího napětí do zdroje vyššího napětí. Jedna z možností využití je např. generátorické brzdění stejnosměrného motoru elektromobilu.

T2 T1

T

t k

d i

duV0 0V V0V

Ui

U

t

t

Obr. 2.17 Průběh přerušovaného proudu a příslušného napětí na zátěži pulsního měniče pro zvyšování napětí

Pulsní měniče pro snižování a zvyšování napětí Tento měnič je výhodný v případech, kdy je potřebné snižovat a zvyšovat napětí vzhledem k napětí napájecího zdroje. Měnič je tvořen spínačem, nulovou diodou V0, kondenzátorem s poměrně velkou kapacitou, přes kterou prochází střídavý proud o velikosti srovnatelné se stejnosměrným proudem zátěže. To je zřejmá nevýhoda.

Princip vychází z předpokladu, že kondenzátor C je tak velký, že napětí UC na jeho svorkách je prakticky vyhlazené. Je-li spínač sepnut, napětí UC > 0 a nulová dioda v závěrném směru, je napětí na zátěži rovno napětí na kondenzátoru ud = UC. Proud zátěže se uzavírá přes kondenzátor, který se tímto proudem vybíjí a spínač. Při sepnutém spínači je zdroj U zkratován a nárůst zkratového proudu je omezován pouze tlumivkou LU. Dojde-li k vypnutí, zanikne závěrné napětí na diodě V0. Přes tlumivku LU, kondenzátor a nulovou diodu se začne uzavírat proud napájecího zdroje. Tímto proudem se začne nabíjet kondenzátor a napětí na zátěži zanikne. Proud zátěže se také začne uzavírat přes diodu V0. Pro střední hodnotu napětí na zátěži platí

(2.26)

TTUU Cdi

1=

Napětí na kondenzátoru je z Kirchhoffova zákona dáno vztahem

diC UUU += (2.27)

44


Po úpravách získáme z

zUTTUU di −

==12

1 a z

UTTUU C −

==1

1

2

.

Pro z → 0 je UC = U a Udi → 0. Pro z → 1 je UC → ∞, Udi → ∞. Střední hodnota proudu zdroje vychází

(2.28)

UVO

i

V

L

R

iU

Z

u d

d

ru

Lu

i uc

ic

C

V V0 V V0du

t

didI

cu

U diu

1TT

T2

i

ci (AV)I

t

t

zzII dAV −

=1)(

Obr. 2.18 Schéma zapojení pulsního měniče pro snižování a zvyšování napětí a průběhy proudů a napětí

Pulsní měniče odporu Tyto měniče rozlišujeme dále na dvě varianty

- pulsní měnič odporu bez kondenzátoru - pulsní měnič odporu s kondenzátorem

Tyto varianty umožňují změnu tzv. ekvivalentního odporu obvodu řízením poměrného zapnutí spínače. U obou variant je součástí tlumivka omezující strmost nárůstu a poklesu proudu při spínání.

Pulsní měnič odporu bez kondenzátoru

Toto zapojení není nákladné a vykazuje menší rozsah řízení odporu než varianta s kondenzátorem.

i

i

R

d i

rV

UR

iV

u

L

P

TT T1 2

iV iRidMi

idMINi

i

t

Obr. 2.19 Schéma zapojení pulsního měniče odporu bez kondenzátoru a průběhy proudů

Dojde-li k sepnutí spínače V, uzavírá se proud obvodu id mimo odpor Rp a roste se strmostí danou vztahem

LUId = (2.29)

45


Při vypnutém spínači se proud id uzavírá přes odpor Rp a exponenciálně klesá k hodnotě

(2.30)

pd R

UI =

Obvodem prochází v ustáleném stavu střední hodnota proudu Id, která odpovídá ekvivalentní hodnotě Re odporu obvodu. Ekvivalentní odpor bude tím větší, čím větší bude poměr T2 / T. Je-li T2 = T, pak Re = Rp a při T2 = 0 bude Re = 0. V intervalu T2 se musí odčerpaná energie zdroji napětí U v intervalu T, ztratit na odporu Rp. Zápis této energetické bilance je možný jen s předpokladem ideálně vyhlazeného proudu a platí

(2.31)

( )zRTTRR pei −== 12

Ve skutečnosti je proud id vždy zvlněn, a proto je Re > Rei. Dále je velikost Re ovlivněna komutačním obvodem, příp. typem použitého spínače. Ve skutečné aplikaci tak lze dosáhnout regulační rozsah ekvivalentního odporu 0 ≤ Rei ≤ Rp.Uvedný typ měniče nachází využití při odporovém brzdění jak stejnosměrných, tak po doplnění usměrňovačem, i kroužkových asynchronních motorů.

Pulsní měnič odporu s kondenzátorem

Tato varianta je nákladnější i náročnější na prostor, avšak oproti variantě bez kondenzátoru vykazuje větší rozsah řízení odporu.

i

i

R

d i

rV

UR

iV

u

L

P

uCp CP

Obr. 2.20 Schéma zapojení pulsního měniče odporu s kondenzátorem

Při trvale sepnutém spínači je ekvivalentní odpor Re = 0 a kondenzátor Cp se vybíjí přes spínač a odpor Rp. Pak při vypnutém spínači , dojde k nabití kondenzátoru Cp na napětí U přes indukčnost L, odpor Rp a obvodem přestane procházet proud. Tento případ odpovídá hodnotě Rp → ∞. Ekvivalentní odpor se pak při spínání s poměrnou dobou sepnutí 0 ≤ z ≤ 1 pohybuje mezi 0 ≤ Rp ≤ ∞. V ustáleném stavu musí být náboj odvedený kondenzátoru přes Rp při sepnutém spínači, roven náboji přivedenému na kondenzátor přes Rp při vypnutém spínači. Z tohoto vyplývá, že střední hodnota napětí na odporu Rp je nulová. Střední hodnota napětí na kondenzátoru v ustáleném stavu je UU AVC p

=)(

Množství energie odčerpané v ustáleného stavu během periody T zdroji napětí, se musí v průběhu téže periody ztratit na odporu Rp. Během nabíjení kondenzátoru Cp se z této energie ztratí na odporu Rp jenom část a zbytek se akumuluje v kondenzátoru. Během následujícího intervalu, kdy dochází k vybíjení kondenzátoru přes odpor a spínač, je energie ztracena na tomto odporu Rp. Pro ekvivalentní odpor platí vztah

(2.32) z

zRTTRR pPei

−==

1

1

2

46


Pro regulační rozsah teoreticky platí interval 0 ≤ Rei ≤ ∞. Ve skutečnosti u reálných odporů je tento rozsah regulace menší.

Vícekvadrantová zapojení pulsního měniče Vícekvadrantové pulsní měniče vznikají vhodnou kombinací několika spínačů. Předcházející, jednokvadrantová spojení umožňovaly pohyb pracovního bodu určeného proudem zátěže Id a napětím zátěže Ud pouze v jednom kvadrantu. Rozlišujeme

- dvoukvadrantové spojení s reverzací proudu (I. a II. kvadrant) - dvoukvadrantové spojení s reverzací napětí (I. a IV. kvadrant) - čtyřkvadrantový pulsní měnič (I. až IV. kvadrant)

Dvoukvadrantové spojení s reverzací proudu

VO2

idV1

MU u d

V2

V01

Obr. 2.21 Schéma zapojení dvoukvadrantového měniče s reverzací proudu

Tento pulsní měnič je kombinací měniče pro snižování a zvyšování napětí. Provoz umožňuje v I. a II. kvadrantu provozní oblasti. Je-li sepnut spínač V1 a nulová dioda V02 , je energie dodávána ze zdroje napětí U zátěži, tedy motoru. Toto odpovídá pulsnímu měniči pro snižování napětí a práce v I. kvadrantu. Při práci ve II. kvadrantu jsou v činnosti spínač V2 a oddělovací dioda V01 a energie je dodávána ze zátěže do zdroje. Takto sepnuté spínače představují pulsní měnič pro zvyšování napětí.

Dvoukvadrantové spojení s reverzací napětí

V4 idMU

u d

V1

V2

V3

V4 idMU

u d

V1

V2

V3

V4 idMU

u d

V1

V2

V3

V4 idMU

u d

V1

V2

V3

Obr. 2.22 Schéma zapojení dvoukvadrantového měniče s reverzací napětí

47


T1 T2

T

V1 V2

V3 V4

V1 V2

id

V1 V2

V3 V4

MOTOR BRZDA

U

U

T1 T2

T

V1 V2

V2 V4

V1 V2

id

MOTOR

ud i

T2 T1

T

BRZDA

ud

V3 V4

V2 V4

V3 V4

V2 V4

Obr. 2.23 Spínací diagramy a příslušné průběhy napětí a proudů bipolárního a unipolárního řízení

Průběh napětí a proudu na zátěži při bipolárním řízení je vyobrazen vlevo na obr. 2.23. Nevýhodou tohoto řízení je velká střídavá složka napětí a tím i proudu zátěže. Při sepnutí spínačů V1, V2 je na zátěži kladná hodnoty napětí ud. V opačném případě, kdy jsou sepnuty V3, V4 je na zátěž připojena záporná hodnota napětí ud. Jedná se o motorický chod. V generátorickém chodu jsou pro připojení kladného napětí na zátěž sepnuty spínače V1, V2 a záporného napětí V3, V4. Unipolární způsob řízení charakterizuje spínací diagram a příslušné průběhy napětí a proudů zátěže na obr. 2.23 vpravo. V motorickém chodu, kdy dochází k dodávání energie do zátěže, je využíván jako běžný měnič pro snižování napětí a v generátorickém chodu, při odběru energie ze zátěže, jako měnič pro zvyšování napětí. V případě motorické zátěže, je třeba při jeho přechodu z motorického chodu na generátorický a naopak, měnit jeho polaritu buzení. Proto je při tomto druhu zátěže využívané dvoukvadrantové spojení s reverzací proudu, u něhož není nutný zmíněný přechod přebuzováním motoru.

Čtyřkvadrantový pulsní měnič

VR

U

S1 1

VR4S4

VRS3 3

VR4S2Id

Ud

d

Obr. 2.24 Schéma zapojení čtyřkvadrantového pulsního měniče

Čtyřkvadrantové spojení, umožňující práci ve všech čtyřech kvadrantech provozní oblasti, je uvedeno na obr. 2.24. Také u tohoto zapojení měniče existuje možnost unipolárního a bipolárního řízení, které již byly zmíněny obr. 2.23. Bipolární se vyznačuje velkým zvlněním proudu zátěže. Proto se pro zmenšení zvlnění používá řízení unipolární. Na obr. 2.25 jsou naznačeny průběhy napětí a proudů na zátěži při bipolárním řízení, kdy dochází ke spínání jedné dvojice nebo obou dvojic spínačů. Na obr. 2.25a jsou vyobrazeny průběhy při spínání obou dvojic spínačů. V tomto případě není zapotřebí identifikace proudu v zátěži a neprojeví se nárůst Ui. Ale je nutné počítat s ochrannou dobou t0.

48


S1,S2S3,S4

T

Idd

Ud

t

UdIdd

S1,S2VR3,VR4

S1,S2VR3,VR4

UdIdd

Idd

Ud

UdIdd

Ud

Idd

Ui

Obr. 2.25 Spínací diagramy a příslušné průběhy napětí a proudů bipolárního řízení

S3S4

T

Idd

Ud

t

UdIdd

S1S2

T

Idd

Ud

t

UdIdd

t0

VR3VR4

T

Idd

Ud

t

UdIdd

S1S2

Idd

Ud

t

UdIdd

Ui

Obr. 2.26 Spínací diagramy a příslušné průběhy napětí a proudů unipolárního řízení

V případě spínání jedné větve, se projeví Ui. Je nutná identifikace směru proudu v zátěži a není nutné počítat s ochrannou dobou t0. Na obr. 2.26 jsou znázorněny průběhy napětí a proudů při unipolárním řízení. Opět jsou dvě možnosti spínání spínačů v jedné obr. 2.26a nebo v obou větvích obr. 2.26 b. Nedochází k výměně energie mezi zdrojem a zátěží.

49



Pulsní měnič je měnič, který převádí elektrickou energii stejnosměrnou o jedněch parametrech na stejnosměrnou o jiných parametrech. Využívá při tom pulsní princip, při němž je střední hodnota napětí na zátěži řízena poměrnou šířkou výstupních pulsů. Při aplikaci tohoto principu na pulsní měnič pro snižování napětí, dosáhneme na výstupu měniče střední hodnotu napětí která je nižžší, než je hodnota napájecího napětí. Použijeme-li měnič pro zvyšování napětí, dosáhneme stavu, kdy střední hodnota napětí na zátěži je nižší než napětí napájecího zdroje, avšak proud teče ze zátěže do zdroje. Tím dochází k opačnému toku výkonu, takže výkon se vrací ze zátěže, která je v generátorickém režimu do napájecího zdroje. Složením těchto základních typů měničů lze vytvořit vícekvadrantní zapojení, která umožňuji plynulý přechod z motorického do generátorického režimu zátěže při obou polaritách výstupního napětí. Pulsní měnič odporu umožňuje plynulým způsobem měnit svůj ekvivalentní odpor v závislosti na poměrné době sepnutí spínače. Stejnosměrné spínače, které tvoří základ pulsních měničů musí být doplněny diodami, které vedou proud po vypnutí spínače. V době jejich vedení se na napětí objeví napětí odpovídajícímu propustnému napětí diody, tedy blízké nulovému napětí. Tyto diody proto často nazýváme nulové diody. Podle způsobu řízení spínačů rozlišujeme u čtyřkvadrantového pulsního měniče unipolární a bipolární řízení.

Otázky 1.7.

Jakou funkci vykonává stejnosměrný spínač?

Jaké polovodičové součástky lze použít pro stejnosměrný spínač?

Jaká je funkce pulsního měniče pro snižování napětí?

Jak vypočteme střední hodnotu výstupního napětí pulsního měniče pro snižování napětí?

Jaká je funkce pulsního měniče pro zvyšování napětí?

Jak vypočteme střední hodnotu výstupního napětí pulsního měniče pro zvyšování napětí?

Jak vznikne spojitý nebo přerušovaný proud pulsního měniče?

Jak pracuje pulsní měnič odporu bez kondenzátoru a s kondenzátorem?

Pro co se používá pulsní měnič odporu?

Proč používáme vícekvadrantní zapojení pulsních měničů?

Jak vznikne bipolární a jak unipolární řízení pulsního měniče?

Čím můžeme ovlivnit zvlnění výstupního proudu pulsního usměrňovače?

50


1.4. Střídače



• rozlišit a popsat základní typy střídačů • vysvětlit průběhy proudu a napětí základních typů střídačů • analyzovat a popsat provozní stavy střídačů

Výklad

Základní obvodové principy střídačů Výklad základních obvodových principů vychází ze zjednodušeného předpokladu, že zátěží je čistá činná (odporová) zátěž (R), takže spínače nerozepínají induktivní složku zátěžetransformátory ve schématu jsou uvažovány idealizované, bez rozptylové reaktance. Kmitočet výstupního napětí a proudu f je dán kmitočtem spínaní spínacích součástek.

Jednofázová spojení Možnosti zapojení jsou na obr.2.a, obr.3.a, resp. obr.3.b. Sledy spínaní jednotlivých taktů různých variant zapojení viz. obr.2.b a obr.3.c. Principy činnosti jsou zřejmé z uvedených obrázků.

Obr. 2.27 Jednofázový střídač v můstkovém zapojení

ednofázový střídač v můstkovém zapojení uvedený na obr. 2.27 a, je sestaven ze čtyř vypínatelných

Jedn fázový střídač v uzlovém zapojení je sestaven pouze ze dvou vypínatelných součástek, podobně jako e

Jsoučástek, jejichž posloupnost spínání v jednotlivých taktech vyplývá z obr.2.27 b. Protože výkonové schéma tohoto měniče je shodné se schématem čtyřkvadrantového pulsního měniče, jedná se o nejpoužívanější zapojení střídače pro jednofázové aplikace.

o

můstkové zapojením je napájen jednoduchým stejnosměrným zdrojem, pro vytvoření střídavého napětí je alnutný výstupní transformátor. Na obr. 2.28.b je zobrazen sled spínání jednotlivých taktů. Naproti tomu jednofázový střídač v polomůstkovém zapojení obr. 2.28 c, který je sestaven rovněž ze dvou vypínatelných

51


součástek, vyžaduje pro dosažení střídavého napětí na výstupu nutnost napájení ze stejnosměrného zdroje s vyvedeným středem.

Obr. 2.28 Jednofázový střídač v uzlovém a polomůstkovém zapojení

Obr. 2.29 Trojfázový stří č v můstkovém zapojení da

52


Trojfázová spojení

v můstkovém zapojení je na obr. 2.29 a. Obsahuje šest vypínatelných součástek. tervaly sepnutí jednotlivých součástek ψ lze měnit v rozmezí elektrického úhlu od π/3-π. Pro úhly menší než

rčitou indukčnost, je třeba výše uvedená zapojení vhodně charakteru napájecího stejnosměrného zdroje střídače. Má-li

j e připojena na zdroj napětí, což může být např. akumulátorová baterie nebo

měrňovač s velkou kapacitou připojenou na jeho stejnosměrný výstup. U reálné střídavé zátěže musíme

0 je vysvětlen průchod činného a jalového výkonu střídačem. Při doplnění obecné zátěže o zdroj

Obr. 2.30 Průchod činného a jalového výkonu napěťovým střídačem

Je-li střední hodnota st

(2.33)

ta Ud se nemění, lze psát, že se smyslem proudu Id se m

dI …usměrňovačový chod

Schéma trojfázového střídačeInπ/3(včetně) je sepnuta vždy jen jedna součástka a obvodem neprochází proud. Pro úhly větší než π (včetně) už nastává situace, kdy jsou současně sepnuty obě součástky jedné fáze, např. V1, V4 a obvod se nachází ve zkratu, což je nežádoucí stav. Na obr. 2.29.b je uveden spínací diagram pro úhel sepnutí ψ = π. Pro tento úhel platí, že jsou sepnuty právě tři součástky. Napětí na jednotlivých fázích zátěže lze určit pomoci Ohmova zákona, jak je ukázáno v obr. 2.29.c pro takt V1, V2, V3.

Protože reálné zátěže vždy obsahují uupravit. Tyto úpravy jsou závislé na napájecí zdroj charakter zdroje napětí hovoříme o střídačích napěťových, při napájení ze zdroje proudu hovoříme o proudových střídačích.

Napěťové střídače

Sus

te nosměrná strana střídače j

respektovat její induktivní charakter, což obecně ve střídavých obvodech způsobuje vznik činné a jalové složky výkonu. Jelikož napájecí zdroj napěťového typu umožňuje průchod obou polarit proudu, musí být střídač vybaven tzv. zpětnými diodami, které spolu se spínači střídače vytvářejí předpoklad průchodu proudu oběma směry, Na symbolicky znázorněném napěťovém střídači napájeném stejnosměrným zdrojem konstantního napětí Ud na obr. 2.3střídavého napětí navíc tyto diody zajistí průchod činného výkonu výkonu oběma směry, což např. umožní práci střídavého motoru v gemerátorickém chodu.

ejnosměrného proudu Id, pak pro výkon dodávaný do zátěže platí:

dd IUP ⋅=

ění též smysl přenosu středního výkonu. Protože polari 00 >⇒> dIP …střídačový chod 0 ⇒<P 0<

53


V obvodu střídače umožňují průchod proudu id>0 vypínatelné součástky (V na obr. 2.30) a průchod id<0 možňují tzv. zpětné diody (VR na obr.2.30), které jsou zapojeny paralelně ke vypínatelným součástkám a

apěťový střídač Schéma zapojení je na obr. 2.31. Obsahuje čtyři vypínatelné součástky V1 až V4, což mohou být vypínací

is apojeny zpětné diody VR1 až VR4, které společně tvoří

roudové a napěťové poměry společně se spínacím diagramem při úhlu ψ=π jsou nakresleny v obr.2.32. Úhel ψ je pr vypínatelných součástek.

udohromady spolu tvoří tzv. zpětný usměrňovač. Tento zpětný usměrňovač umožňuje usměrňovačový chod a odběr jalového výkonu zátěží.

Reálný jednofázový n

tyr tory nebo tranzistory. K nim jsou antiparalelně zzpětný usměrňovač. V dalším textu předpokládáme zátěž typu R-L.

Obr. 2.31 Jednofázový napěťový střídač v můstkovém

Pogramový úhel (interval) sepnutí jednotlivých

Používá se i název úhel sepnutí. Je to interval (doba) mezi začátkem s koncem spínacího pulsu přiváděného na vypínatelnou součástku. Ve spínacích diagramech jsou tyto intervaly vyznačeny tečkovaně. Skutečná doba sepnutí dané součástky je vyznačena plnou čarou nad tečkovanou. Interval vedení zpětných diod jsou naznačeny plnou čarou pod tečkovanou. Dále bude následovat popis chování obvodu v jednotlivých taktech.

Takt V1,V2: Při sepnutých V1 a V2 je na zátěži napětí uz=Ud. Proud na zátěži iz narůstá exponenciálně k hodnotě Ud/R. Část energie přijatá zátěží ve sledovaném taktu se ztrácí v odporu R a část energie se akumuluje v indukčnosti L. Takt končí vypnutím V1,V2.

Takt VR3,VR4: Po vypnutí V1 a V2 nemůže proud zátěží iz zaniknout okamžitě vlivem indukčnosti L, ale pokračuje v původní orientaci přes zpětné diody VR3,VR4. Na zátěži je pak připojeno napětí uz=-Ud. Proud klesá exponenciálně k hodnotě -Ud/R. Část energie přijatá v předchozím cyklu indukčnosti L se ztratí na odporu R a část se vrací přes zpětné diody VR3,VR4 zpět do zdroje stejnosměrného napětí. Takt končí v době, kdy iz=0.

Takt V3,V4: Se spínacího diagramu lze vidět, že zapínací pulsy na V3,V4 jsou vyslány již v průběhu taktu VR3,VR4. Spínače V3,V4 se však nezapnou z důvodu závěrného napětí, které na nich udržují zpětné diody VR3,VR4. V3 a V4 se zapnou až v okamžiku zániku proudu zátěží iz. Po sepnutí V3,V4 zůstává napětí uz=-Ud. Proud zátěží iz prochází se změněným smyslem a opět platí, že zátěž energii přijímá. Část se ztrácí na odporu R a část se akumuluje v indukčnosti L.

Takt VR1,VR2: Po vypnutí V3,V4 proud zátěží iz pokračuje se stejným smyslem jako v taktu V3,V4 a stoupá k hodnotě Ud/R. Napětí na zátěži je uz=Ud. Význam úhlů: Ψ……. programový úhel sepnutí polovodičových spínatelných součástek (interval od začátku vysílání spínacích

o konce vysílaní spínacích pulsů) – krátce úhel sepnutí

ΨR……

pulsů dΨS …... skutečný úhel sepnutí polovodičových spínatelných součástek

úhel sepnutí zpětných diod

54


Obr. 2.32: Spínací diagram, proudové a napěťové poměry pro ψ=π

Úhel ΨR závisí na posunem proudu

je omezen shora hodnotou ψ=π. Pro vyšší hodnoty úhlu sepnutí by byly zároveň přiváděny

nání horního a dolního spínače,

íme-li

í vypnutím jen jednoho spínače. Po vypnutí V2

druhu zátěže. Můžeme zavést určitou analogii s fázovýmzanapětím při jejich harmonických průbězích. Pro čistou odporovou zátěž platí, že ΨR=0. Pro R,L zátěž platí, že ΨR bude v rozsahu od 0 až π/2. Při usměrňovačovém chodu těchto střídačů je však ΨR> π/2. Uvedený význam Ψ, ΨS, ΨR je obecně platný pro všechny druhy zapojení napěťových střídačů.

Rozsah ψ zapínací impulsy do V1,V2, ale také i do V3,V4, což by vedlo k tvrdému zkratu. Spodní hranice je neomezena, takže programový úhel může nabývat hodnoty 0 < ψ < π

Aby nedocházelo ke krátkodobým zkratů napájecího zdroje při přepívkládáme mezi vypnutí jednoho a zapnutí druhého spínače ve stejné větvi střídače časový interval, tzv. mrtvou dobu, což je doba, po kterou jsou řízením zablokovány oba spínače (např. V1,V3). Tento interval musí být respektován řízením. Při idealizovaném výkladu je tento interval zanedbáván.

Proudové a napěťové poměry při ψ<π jsou na obr.2.33. Řízením ψ lze řídit napětí na zátěži. Řídψ u všech spínačů, vychází napěťová křivka na zátěži velmi nepříznivě. U jednofázového zapojení lze řídit ψ jen u dvou spínačů s tím, že u druhých dvou zůstává ψ=π. Při tomto řízení má křivka výstupního napětí na zátěži poněkud příznivější tvar.

Sledujme několik taktů na obr.2.33. Takt V1,V2 končse proud uzavírá přes V1 a VR3. Na zátěži je nulové napětí a proud iz klesá po exponenciálně k nule. Při vypnutí i druhého spínače (V1), se začne proud uzavírat přes zpětné diody, začíná takt VR3,VR4 a napětí na zátěži je uz=-Ud. Pro efektivní hodnotu UZ lze napsat vztah:

55


πψ

⋅= dZ U (2.34) U

Obr. 2.33 Spínací diagram, proudové a napěťové poměry pro ψ<π

Trojfázový napěťový střídač Schéma zapojení je na obr.2.34. Jedná se o trojfázové můstkové zapojení napěťového střídače. Obsahuje šest vypínatelných součástek V1-V6, ke každé vypínatelné součástce je paralelně zapojena nulová dioda. Ve schématu se jedná o diody VR1-VR6. Zátěž může být zapojena do hvězdy (obr.2.34.a) nebo do trojúhelníka (obr.2.34.b). Provozní rozsah úhlu ψ lze vysvětlit pomocí obr.2.35. Úhly sepnutí ψ jednotlivých vypínatelných součástek jsou vyznačeny tečkovaně. Po tuto doby by vedly spínače při odporové zátěži. Při napájení obecné zátěže však bude skutečný úhel vedení součástek záviset na velikosti indukčnosti zátěže. Podobně jako u jednofázového sřídače bude doba vedení spínače dána součtem doby vedení spínače a a jeho paralelní zpětné diody. Pulsy na spínače však musíme přivádět po celou označenou dobu.

56


Obr. 2.35: Trojfázový napěťový střídač v můstkovém zapojení

Začátky intervalu, kdy se vysílají zapínací impulzy jsou vzájemně posunuty o 2π/6=π/3. Velikost úhlu sepnutí ψ se může měnit,

Obr. 2.36 Úhly sepnutí trojfázového střídače

ale musí být u všech vypínatelných součástek v jednotlivých fázích stejná. Možný rozsah nastavení úhlu sepnutí ψ při respektování mrtvých dob je u tohoto zapojení π/3 < ψ < π

Pro hodnoty úhlu sepnutí ψ, které jsou menší než π/3 je sepnuta jen jedna vypínatelná součástka a proud se nemůže obvodem uzavřít. Naproti tomu pro úhel sepnutí ψ, který je větší než π nastává situace, kdy jsou sepnuty zároveň oba spínače v stejné fázi, např. V1 a V4, takže by došlo ke zkratu. Při úhlu sepnutí ψ= π/3 je výstupní napětí střídače nulové. S nárůstem ψ se výstupní napětí střídače zvětšuje. Největší hodnoty dosáhneme při ψ= π.

Průběhy na činné zátěži pro různé úhly sepnutí ψ lze odvodit ze spínacího diagramu. U činné zátěže se neuplatňují zpětné diody, takže průběhy lze odvodit podobně, jako u idealizovaného střídače na obr.2.29.

57


Obr. 2.37 Průběhy napětí pro různé ψ

Vliv zpětných diod se projeví u reálných zátěží, které vždy obsahují určitou indukčnost. Obr.2.38 ukazuje vliv nulových diod při vypnutí V1. Plná šipka představuje proud při sepnutí V1. Po vypnutí V1 musí proud doznít v původním smyslu, což umožní zpětná dioda VR4. Proud uzavírající se přes VR4 ukazuje přerušovaná šipka. Interval sepnutí zpětných diod závisí na parametrech zátěže. Sepnutá zpětná dioda udržuje na antiparalelně připojeném spínači závěrné napětí. Spínač může sepnout, pokud jsou na něj přiváděny zapínací pulzy, až po poklesu proudu zpětnou diodou na nulu.

Vliv spínání zpětných diod na křivku výstupního napětí závisí na úhlu sepnutí ψ. Při ψ=π nezasahují intervaly sepnutí zpětných diod do intervalů programového sepnutí příslušných spínačů. V části programového intervalu je sepnuta zpětná dioda a ve zbývajícím čase příslušný spínač. Poměr ΨR/ ΨS určují parametry zátěže. Stejně jako u jednofázového střídače platí Ψ= ΨR+ΨS

Z hlediska napětí na zátěži je lhostejné, zda je zrovna sepnut příslušný spínač nebo zpětná dioda. Z toho vyplývá, že při ψ=π je průběh výstupního napětí nezávislý na době vedení zpětných diod. Při libovolné zátěži má tedy tvar, jaký je naznačen na obr.2.37 pro ψ=π.

58


Obr. 2.38 Vliv vedení zpětné diody

Pro ψ<π však intervaly sepnutí diod zasahují mimo programovatelné úhly příslušného antiparalelně řazeného spínače a přestává platit vztah Ψ= ΨR+ΨS . Následek toho je, že průběh výstupního napětí je závislý na zátěži. Napětí se mění ze tvaru odpovídajícímu zátěži R pro daný úhel při ΨR=0, až do tvaru odpovídající průběhu napětí pro úhel sepnutí ψ=π. Tento tvar se dosáhne při ΨR=π-ψ. Další nárůst ΨR už nemá vliv na tvar křivky napětí.

Uvedený popis objasňuje pouze základní funkci střídačů. Při praktickém využití uvedené metody řízení nestačí. Proto se využívají různé typy modulací, které zajišťují tvar výstupního napětí přijatelnější pro zátěž a zároveň umožňující vysokou dynamiku při změnách výstupního kmitočtu a napětí.

1.5. Proudové střídače Proudové střídače využívají pro svoji činnost napájení ze zdroje proudu. Tím, že proud měničem teče pouze jedním směrem, nesmí být zapojeny zpětné diody, což umožňuje jednodušší obvodové uspořádání než u napěťových střídačů. Proudový střídač z principu umožňuje 4-kvadrantní provoz. Protože napájecí zdroj neumožňuje změnu polarity proudu, dochází ke změně znaménka výkonu změnou polarity napětí na napájecím proudovém zdroji. Proto musí spínače vykazovat zpětnou závěrnost.

Napájecí zdroj proudu je obvykle vytvářen řízeným usměrňovačem s výstupní tlumivkou, která zajišťuje, že se stejnosměrný obvod chová při komutacích střídače jako zdroj proudu. Velikost střední hodnoty proudu určuje usměrňovač, tlumivkou je proud vyhlazován. Další důležitou funkcí tlumivky je výměna jalového výkonu mezi zátěží a stejnosměrným obvodem.

Nevýhodou střídače je poměrně velká indukčnost této tlumivky. Tato indukčnost zapřičiňuje pomalou regulaci proudu, což má nepříznivý vliv na dynamiku celého pohonu. Její další nevýhodou jsou velké rozměry a hmotnost, což se nepříznivě promítá do rozměrů, hmotnosti a ceny celého měniče.

Střídač proudového typu patří do skupiny měničů s vlastní komutací. Výkonové schéma proudového střídače je využíváno výhradně v můstkovém zapojení jak v jednofázovém tak v trojfázovém provedení, jako spínače mohou být využívány klasické tyristory s komutačními obvody, nebo, po zajištění kapacitního charakteru zátěže, zpětně závěrné vypinatelné součástky

59


Jednofázový proudový střídač Principiální schéma jednofázového proudového střídače je uvedeno Uvedené principiální schéma s komutačními obvody je využíváno u méně náročných aplikací střídačů s obdélníkovým řízením. Střídače s pulsně modulovaným řízením jsou vesměs vybavovány vypínatelnými součástkami a vhodně řešeným akumulačním obvodem.

KOKO KO

KO

KO KO KO

KO

V1V3 V3

V3

V4 V4

V4

V2

TAKT V1, V2 KOMUTACE PROUDU V ZATĚŽI

TAKT V3, V4

VYPÍNÁNÍ V1, V2KOMUTACE PROUDU ZÁTĚŽE

VYPÍNÁNÍ V1, V2

c)

d)

e)

b)

i

i

d

d id

id

id

id

i

i

0

z

z

id

iV4

iV3

id

uz

+

-

+

-

+

-

+

-

L

= -

χ

-µ

Obr. 2.39 Základní funkce jednofázového střídače a jeho komutačního obvodu

Stejnosměrný zdroj vnucuje proudovému střídači proud jehož, velikost je možné považovat v časových úsecích mezi jednotlivými komutacemi hlavních větví měniče za konstantní . Komutační obvod proto musí při přepínání proudu ve střídači zajistit podmínky pro vypnutí součástek – vypínací funkci a podmínky pro změnu polarity proudu v zátěži – tzv. akumulační funkci. Prakticky musí komutační obvod během komutace naakumulovanou energii z indukčnosti zátěže ze zanikající polarity proudu a dodat do zátěže energii pro narůstající polaritu proudu. Tento proces je vázán pouze na indukčnost v zátěži, pro čistě odporovou, nebo kapacitní zátěž není akumulační funkce potřebná.

Komutační obvod může být realizován několika způsoby, jeho základem je však vždy pomocný polovodičový spínač a kondenzátor. Funkce komutačního obvodu bude popsána na příkladu základního jednofázového proudového střídače (obr. 2.39 e). Na schématu (obr. 2.39 a) jsou komutační obvody znázorněny jako bloky KO. Jednotlivé takty komutace proudu z hlavních tyristorů V1, V2 na hlavími tyristory V3, V4 jsou znázorněny na obr.2.39a až 2.39d. Na obrázcích představujících komutační takty je vyznačena příslušná polarita napětí na svorkách KO. V bezkomutačním taktu V1, V2 je hodnota i smysl proudu zátěží konstantní. Vypínání hlavních tyristorů V1, V2 komutačními obvody (vypínací funkce) znázorňuje obr.2.39b. Po vypnutí V1, V2 musí KO ještě zajistit změnu (komutaci) proudu v zátěži, odpovídající sepnutí hlavních tyristorů V3, V4.

60


Obrázek 2.39c znázorňuje působení KO při komutaci proudu zátěže. Stav po komutaci znázorňuje obr.2.39d. Doba změny proudu zátěže je označena jako úhel µ.

To, že KO u tohoto typu proudového střídače musí plnit obě výše uvedené funkce způsobuje, že hlavní tyristory střídače a jejich příslušné KO nelze bez zvláštních opatření nahradit vypínatelnými součástkami.

Spojení s akumulačním obvodem

Jednou z možností pro využití vypinatelných součástek v jednofázovém proudovém střídači je vytvoření tzv. akumulačního obvodu, který přejímá od komutačního obvodu funkci komutace proudu v zátěži, jeho akumulační.funkci. Odtud termín akumulační obvod. Spínačům proudového střídače vybaveného akumulačním obvodem tak zbývá pouze funkce vypínací. Hlavní tyristory a KO takového střídače je pak možné nahradit vypínatelnými součástkami. Tyto prvky však musí mít zpětně závěrné vlastnosti, takže například IGBT tranzistor musí být doplněn v sérii zapojenou diodou. Bez této diody by mohly zpětné diody tranzistoru způsobit v některých stavech střídače zkrat zdroje. Příklad využití je uveden na obr. 2.41.

V1 V3

V2V4

I i

i

i

i ii

id Z

Z

Z

V1 V1A

Au u u

u

p u

U

W

u

U

2I

U

d ZZ

d

L Z

A

L

A

A

d

A

D2D4

0

0

0

0

D1 D3D3,D4D1,D2V3,V4 V1,V2

L

STŘÍDAČ AKUMULAČNÍ OBVOD

I

I

d

d

=

χ=ωt

b)a)

Obr. 2.40 Proudový střídač s akumulačním obvodem a)schéma, b)spínací diagram, proudové a napěťové poměry

Výklad je proveden na příkladu jednofázového proudového střídače se zátěží typu L (obr.2.40a). Příslušný spínací diagram, proudové a napěťové poměry jsou uvedeny na obr.2.40b. V počátečním stavu teče celkový proud zdroje přes sepnuté spínače V1, V2 a zátěž, takže platí že iz = Id. Po vypnutí V1, V2 a zapnutí V3, V4 se proud ze zdroje Id okamžitě začíná uzavírat přes V3, V4. Proud zátěží je však indukčností zátěže udržován v původním smyslu. Proud iA =iZ + Id přechází přes V7, UA, V8 na akumulační obvod. Diody V7, V8 tím připojí na zátěž napětí uZ = -UA , proud iz klesá a poté mění svůj smysl. Činnost akumulačního obvodu je ukončena tím, že zátěží prochází iZ = -Id , který se uzavírá přes V3, V4. Akumulačním obvodem již dále proud neteče. Na diodách usměrňovače akumulačního obvodu je působením napětí UA udržováno v bezkomutačních intervalech střídače závěrné napětí. Velikost UA ovlivňuje dobu komutace a tím i křivku střídavého proudu.

61


Množství energie, které přijímá zdroj napětí UA od zdroje proudu Id při změně proudu v zátěži, je závislé na velikosti proudu Id a na velikosti L. Ve sledovaném případě lze snadno odvodit, že tato

energie je ⎟⎠⎞

⎜⎝⎛ 2

214 LI . Uvedená energie se ve zdroji UA akumuluje a zpět se již nevrací. U reálného

akumulačního obvodu je na místě zdroje UA používán tzv. akumulační kondenzátor. Z něho je akumulovaná energie odváděna přes střídač s vnější komutací zpět do sítě.

Jednofázovýproudový střídač s vypínatelnými součástkami

Princip řízení proudu zátěží však je možné realizovat pomocí vypínatelných prvků (obr. 2.41) bez speciálního akumulačního obvodu s usměrňovačem. Ke spínacím prvkům paralelně připojené kondenzátory převezmou proud zdroje v průběhu přepínání tranzistorů, takže odpadá akumulační funkce spínače (obr.2.39c). Při provozu střídače musí být zajištěno, že protilehlý spínač v jedné větvi bude sepnut, až když je na něm nulové napětí. Jinak by byl spínač spínáním nabitého kondenzátoru zatěžován proudovými špičkami.

Lid

ZDR

OJ

PR

OU

DU

R

T1 T3

T4 T2

D1

D4 D2

D3

C1

C4

C3

C2

Obr. 2.41 Jednofázový střídač s vypinatelnými součástkami

Toto řešení má smysl především s ohledem na kratší doby vypnutí IGBT a tím i rychlejší komutaci, zejména však s ohledem na snížení vypínacích ztrát použitých tranzistorů, které se spínají při nulovém napětí.

Trojfázový střídač s mezifázovou komutací Tento typ střídače je nejpoužívanější variantou trojfázového střídače s komutačními obvody. Na obr.2.42 je uvedeno jeho obvodové schéma. Základního řízení trojfázových střídačů je podstatně jednodušší, protože umožňuje současné sepnutí pouze dvou spínačů – jednoho anadového a jednoho katodového. Tím je předurčena možnost řízení s programovým úhlem vedení spínačů Ψ = π. Lze tedy využít algoritmu, ve kterém sepnutí následujícího fázového spínače ve skupině (anodová, katodová) provede vypnutí spínače předchozího. Do obvodu trojfázového můstku jsou začleněny komutační kondenzátory, které jsou od střídavé strany odděleny oddělovacími diodami. Použitím těchto diod je zabráněno ovlivňování napětí na kondenzátorech napětím zátěže v bezkomutačních intervalech.

Vzhledem k tomu, že použitý mezifázový komutační obvod zajišťuje komutační i akumulační funkci, mohou být ve schématu využity běžné tyristory. To způsobilo jeho dominantní rozšíření v oblasti proudových střídačů.

62


C35

C62

C13

C46

C15

C42

C35C13

C15

uu

u

V3

V16

V13

V6

V5

V12

V15

V2

V1

V14

V11

V4

i

i

i

Z1

Z2

Z3

L

L

L

σ

σ

σ

Id

u

u

u

u

u

dK

dA

3

2

1

Obr. 2.42 Trojfázový střídač s mezifázovou komutaci

Trojfázový střídač s vypinatelnými součástkami

Použitím vypínatelných součástek (obr.2.43a) lze dosáhnout podstatného zkvalitnění průběhu výstupního proudu.

Obr. 2.43: Proudový střídač s vypínatelnými součástkami

V1 V3 V5

V2

C1 C2 C3

V6V4

i

iii

d

d1Z1

i

i i

i

i

i

i iC1

1 Z1

Z2

3

2

C2 C3

π/6π/3 π/6

b)

χ

M

a)

63


Nezbytný akumulační obvod je vhodné nahradit připojením akumulačních kondenzátorů paralelně k zátěži. Zátěž s kondenzátory se v tomto případě vzhledem ke střídači chová jako kapacitní u níž není nutné zajišťovat akumulační funkci. Předpokládejme že ve střídači je sepnut v anodové skupině spínač V2 a v katodové skupině dochází k přepnutí proudu z V1 na V3, pak proudy iZ1, iZ2, iZ3 spojitě pokračují s tím, že po přerušení proudu i1 je proud iZ1 čerpán z kondenzátoru C1 a po skokovém nárůstu i2 z nulové hodnoty na velikost Id je rozdíl proudu Id - iZ2 přijímán kondenzátorem C2. Při ostatních přepínacích stavech je funkce akumulačního obvodu podobná.

Kondenzátory připojené k zátěži slouží zároveň jako výstupní filtr střídače, takže přesto že jsou výstupní fázové proudy (i1, i2, i3) pulsně modulované, vychází fázové proudy zátěže (iZ1, iZ2, iZ3) spojité a blízké harmonickému průběhu. Kapacita kondenzátorů se volí tak, aby akumulační obvod neodebíral ze střídače zbytečně velký proud 1. harmonické složky, ale zároveň aby výstupní průběh proudu byl dostatečně filtrován. Je-li zátěží například asynchronní motor je vhodné kapacitu kondenzátorů volit tak, aby jejich odběr 1. harmonické zhruba kompenzoval magnetizační proud motoru při jmenovitém kmitočtu.

Průchod činného a jalového výkonu proudovým střídačem

Pro popis průchodu činného a jalového výkonu proudovým střídačem lze využít obr. 2.44.

I ud d

uU

d

d

==

1

3

2

Z1

Z2

Z3

p

pP

p

p

1

2

3

IId

d..

pk

ZDR

OJ

PR

OU

DU

Obr. 2.44 Průchod výkonu proudovým střídačem

Střední hodnota výkonu odebíraného střídavou zátěží je: dd IUP ⋅= (2.34)

Uvažujeme-li, že polarita Id je neproměnná, může se smysl přenosu výkonu měnit jen změnou znaménka Ud:

00 >⇒> dUP střídačový chod

00 <⇒< dUP usměrňovačový chod

Pro okamžitou hodnotu výkonu odebíraného zátěží platí:

∑=

+=⋅=m

mnkdd ppuIp

1

(2.35)

kde: pk -okamžitá hodnota výkonu odebíraného komutačními obvody pn -okamžitá hodnota výkonu odebíraného n-tou fází m-fázové zátěže.

Při zanedbání ztrát v KO je průběh pk obvykle čistě střídavý a jeho velikost souvisí s velikostí indukčnosti zátěže. V důsledku spotřeby jalového výkonu zátěží nabývají pn periodicky kladných i

64


záporných hodnot. Ze vztahu (2.35) vyplývá, že polarita p musí být při neproměnné polaritě Id totožná s polaritou ud .

U jednofázových střídačů se zpravidla i malý odběr jalového výkonu zátěží projevuje periodickými změnami ud. U m-fázových střídačů se menší odběr jalového výkonu projeví jen zvětšeným zvlněním průběhu ud, protože intervaly, v nichž jsou polarity jednotlivých pn rozdílné od polarity celkového výkonu P, se nepřekrývají. K periodickým změnám polarity ud tak dochází až při větších odběrech jalového výkonu.


Střídač je měnič, který převádí elektrickou energii stejnosměrnou na střídavou s proměnnou frekvencí, příp. napětím. Výsledné napětí má obdelníkový nebo impulsní průběh. Podle charakteru napájecího zdroje rozlišujeme napěťové střídače a proudové střídače. Spínač napěťového střídače musí umožnit při průchod oběma polaritám proudu. V dopředném směru proud spínají vypinatelné součástky, ve zpětném směru prochází proud zpětnými diodami. Napěťový střídač je charakteristický tzv. zpětným usměrňovačem, který vytvářejí zpětné diody. Podle zapojení rozeznáváme uzlová nebo můstková zapojení střídačů, přičemž nejčastěji jsou využívána můstková zapojení. Základní informaci o době vedení spínačů podává tzv. programový úhel Ψ. Jeho velikost je dána dobou vedení spínače a zpětné diody. Programový úhel může nabývat hodnoty nejvýše Ψ = π. Největší vliv na tvar výstupního napětí má indukčnost zátěže, která ovlivňuje dobu vedení zpětných diod. Důležitou funkcí střídače je možnost řídit současně s proměnným výstupním kmitočtem také výstupní napětí. U jednofázového zapojení lze výstupní napětí řídit šířkou výstupního pulsu na půlperiodu. Pro trojfázová můstková zapojení se využívají různé typy modulací.

Otázky 1.8.

Jakou funkci vykonává střídač?

Jak ovlivňuje charakter napájecího zdroje funkci střídače?

Jaká je funkce napěťového střídače?

Jak se na činnosti napěťového střídače podílejí zpětné diody?

Co je to programový úhel střídače, čím je tvořen?

Jaká může být velikost programového úhlu u jednofázových a trojfázových střídačů?

Jak ovlivňují programový úhel u trojfázových střídačů zpětné diody?

Jaké součástky můžeme použít pro napěťový střídač?

Které základní funkce musí plnit spínač proudového střídače?

Jaká je funkce proudového střídače?

Jakou vlastnost proudového střídače využívá schéma s mezifázovou komutací?

Kdy lze použít v proudovém střídači vypinatelné součástky?

Jak prochází proudovým střídačem činný a jalový výkon?

65


1.6. Měniče kmitočtu



• rozlišit a popsat základní typy měničů kmitočtu • vysvětlit vlastnosti základních konfigurací měničů kmitočtu • analyzovat a popsat provozní stavy měničů kmitočtu

Výklad

Základní rozdělení měničů kmitočtu V textu k obr. 2.1 je zmíněno, že přenos energie mezi dvěmi soustavami může být realizován buď rozdílným napětím, nebo kmitočtem. Měniče kmitočtu zajišťují tento přenos jak při rozdílných kmitočtech, tak v převážné většině aplikací také s doprovodnou regulací napětí.

Jak vyplývá z obrázku, lze vazbu proměnného kmitočtu provést přímo tzv. přímými měniči kmitočtu, nebo nepřímo, kdy je vstupní střídavá energie nejdříve usměrněna, filtrována a následně střídačem přeměněna na střídavou. V koncepci nepřímého měniče kmitočtu tak jsou využívány výše analyzované typy měničů

Přímé měniče kmitočtu Přímé měniče kmitočtu vytvářejí křivku střídavého výstupního napětí přímo (bez vloženého mezilehlého obvodu) ze soustavy střídavých vstupních napětí. Tento postup lze realizovat s využitím vnější komutace měniče (komutace napájecí sítí) u tzv. cyklokonvertorů, nebo pomocí vlastní komutace, tzn. s využitím vypinatelných polovodičových součástek.

Přímé měniče kmitočtu s vnější komutací - cyklokonvertory

Cyklokonvertory jsou přímé měniče kmitočtu realizované s využitím klasických usměrňovačových tyristorů komutovaných napájecí sítí. Obvodově vychází cyklokonvertory z řešení čtyřkvadrantového řízeného usměrňovače pracujícího bez okruhových proudů dle obr. 2.45.

L1

L2

L3

V26 V22 V24

V15V13V11

V23V21 V25

V12V16 V14

UzátZátěž

3 x U1

f1= 50Hz

Obr. 2.45 Jedna fáze přímého měnič kmitočtu s vnější komutací - cyklokonvertoru

66


U přímých měničů s vnější komutací – cyklokonvertorů - je dosažitelný maximální výstupní kmitočet poměrně nízký (zhruba polovina vstupního kmitočtu), což je dáno podmínkou rovnoměrného zatížení všech spínacích prvků v jednotlivých usměrňovačích. Výhodou cyklokonvertorů jsou nízké spínací ztráty. Jeho nevýhodou je značně nesinusový odběr síťového proudu spojený s velkým odběrem jalového výkonu na první harmonické a širokého spektra harmonických vyšších řádů.

Přímé měniče kmitočtu s vlastní komutací

Po nástupu a bezproblémovém využívání vypinatelných prvků vznikla možnost nahradit tyristorové spínače v cyklokonvertoru s vnější komutací plně řiditelnými spínači. Tím vzniklo schéma přímého měniče kmitočtu, jehož trojfázová můstková varianta je na obrázku 2.46

L1L2L3

V V V

VVV

V V V

V V V

V V V

VVV

V V V

V V V

V V V

VVV

V V V

V V V

U

U

U

Obr. 2.46 Trojfázový přímý měnič kmitočtu s vlastní komutací v můstkovém spojení

67


Využití vypinatelných prvků dává pro tvorbu výstupních napětí kromě možnosti výběru vhodných intervalů vodivosti spínačů také možnost modulace těchto napětí. Tím lze docílit u výstupního napětí podstatně větší rozsah kmitočtu a jeho lepší promodulování.

Jestliže však u měniče s vnější komutací docházelo ke komutaci proudu mezi spínači s kmitočtem p·f1, počet komutací proudu mezi spínači u měniče s vlastní komutací závisí na kmitočtu modulačního signálu (u pulsně-šířkové modulace) nebo použité modulační metodě. Běžně může kmitočet spínání dosahovat hodnoty 103 ÷ 104 Hz v závislosti na typu použité součástky. Spínací ztráty, které v měniči vznikají, jsou rozloženy do velkého množství polovodičových spínačů s poměrně složitým řízením.

Nepřímé měniče kmitočtu Charakteristickým rysem nepřímých měničů kmitočtu je výskyt mezilehlého obvodu, který propojuje vstupní měnič (usměrňovač, pulsní usměrňovač) s výstupním měničem (střídač). Tento mezilehlý obvod je v převážně realizován jako stejnosměrný, dále jsou však popsány i konfigurace se střídavým mezilehlým obvodem. U stejnosměrného mezilehlého obvodu se vstupní střídavé napětí a střídavý proud o vstupním (síťovém) kmitočtu f1 vstupním měničem usměrní, stejnosměrným mezilehlým obvodem vyfiltruje a výstupním měničem rozstřídá na požadovaný kmitočet f2 s možností oddělené regulace efektivní, příp. okamžité hodnoty výstupního napětí U2. Charakter měniče kmitočtu určuje způsob filtrace v mezilehlém obvodu. Při využití kondenzátoru jako filtru hovoříme o nepřímém měniči kmitočtu s napěťovým střídačem (napěťový typ měniče kmitočtu), je-li pro filtraci proudu meziobvodu využita tlumivka, hovoříme o nepřímém měniči kmitočtu s proudovým střídačem (proudového typu).

Měniče kmitočtu napěťového typu Blokové schéma tohoto měniče je uvedeno na obrázku 2.47

Cf

3 x U2 0÷400V f2=0÷120Hz

3 x U1 f1 = 50Hz

UDC

Obr.2.47 Nepřímý měnič kmitočtu napěťového typu

Nejrozšířenější uspořádání nepřímého měniče kmitočtu napěťového typu obsahuje vstupní diodový usměrňovač 1, filtrační kondenzátor meziobvodu Cf a napěťový střídač 2. Nejčastěji jsou využívány IGBT, pro malé výkony unipolární tranzistory a pro velmi velké výkony GTO tyristory nebo IGCT.

V posledních letech se vzhledem k velmi výhodným kompatibilním vlastnostem stále častěji na vstupu používá pulsní napěťový usměrňovač, který je schopen zajistit čtyřkvadrantový provoz měniče kmitočtu při téměř sinusovém odběru proudu ze sítě a cosϕ(1) blízkém jedné. Uspořádání je uvedeno na obr. 2.48.

Obvodové schéma vstupního pulsního usměrňovače a výstupního střídače je totožné. Oba měniče pracují s vlastní komutací. Kondenzátor meziobvodu reprezentuje pro oba měniče zdroj stejnosměrného napětí Ud, který umožňuje průchod obou polarit proudu z měničů, takže schéma pracuje jako čtyřkvadrantové. Pro správnou funkci musí být na vstupu pulsního usměrňovače síťové tlumivky LL1÷LL3, které slouží jako filtr vstupního proudu a zároveň potlačují šíření spínacího zvlnění do sítě. Síťové tlumivky rovněž umožňují zvýšení napětí meziobvodu nad amplitudu napětí napájecí sítě.

68


L1L2L3

L -L V V V

VVVV

D D D

D D D

V V V

VVV

D D D

D D D

CU2V2W2

Obr. 2.48 Nepřímý měnič kmitočtu s napěťovým pulsním usměrňovačem

Jelikož je převážnou část periody výstupního napětí střídače (vstupního napětí usměrňovače) proud měniče spojitý, dochází při vypnutí kteréhokoliv spínače převážně ke komutaci proudu na protilehlou nulovou diodu v dané větvi. Jak bude uvedeno dále, je právě tento děj, který nazýváme tvrdým spínáním (tvrdou komutací), příčinou řady problémů při využívání měničů kmitočtu napěťového typu. Při průchodu střídavého proudu okolím nuly, příp. při velmi malých proudech zátěže, pracuje střídač v režimu přerušovaných proudů a problémové děje spojené s komutací nevznikají.

Měniče kmitočtu proudového typu

Nepřímé měniče proudového typu se používají v oblasti pohonů velkých výkonů, kde je požadován širší regulační rozsah, příp. vyšší kmitočty, které není možno dosáhnout cyklokonvertory. Jejich základní princip je znázorněn na obrázku 2.49

.

Obr. 2.49 Nepřímý měnič kmitočtu proudového typu

Měnič se skládá z řízeného vstupního usměrňovače 1, akumulační meziobvodové tlumivky LDC a střídače proudového typu 2. Výhodou proudových střídačů je relativně jednoduché schéma komutačních obvodů tyristorů. Proto byl tento typ měničů hojně využíván v době, kdy byly prakticky využitelné pouze standardní tyristory.

Vstupní usměrňovač (blok 1 na obrázku 2.49) je obvykle plně řízený 6-ti pulsní můstkový usměrňovač s vnější komutací. Při potřebě vyloučení nežádoucí 5. a 7. harmonické se používají 12-ti pulsní zapojení. Výstupní část měniče, proudový střídač (blok 2), je také tyristorový můstek. Jedná se o měnič s vlastní komutací doplněný komutačními obvody. Existuje více variant komutačních obvodů včleněných do výstupního střídače. Nevýhodou použití komutačních obvodů je kromě většího počtu spínacích prvků a zvýšení ztrát hlavně omezený rozsah použitelných spínacích kmitočtů.

Při převážně induktivním charakteru zátěže tohoto měniče musely komutační obvody zajistit nejen vypnutí tyristorů, ale také změnu polarity proudu v indukčnosti zátěže, což vyžadovalo tzv. akumulační funkci komutačního obvodu střídače. Tato skutečnost rovněž bránila jednoduchému nasazení vypinatelných součástek do proudových střídačů bez tzv. akumulačního obvodu. Jako vhodné řešení se ukázalo využití výstupní kondenzátorové baterie C21 - C23, viz. obr. 2.50, která je

69


schopna vykompenzovat jalovou induktivní složku zátěže na mírně kapacitní a navíc ze strany proudového střídače působí jako filtr proudových pulsů.

AC

inpu

t

C - C11 13

LDC

M

V21

V26

V23

V22

V25

V24

IS

V16

V11

V12

V13

V14

V15

C - C21 23

~

Obr. 2.50 Měnič proudového typu s vypinatelnými součástkami

S nástupem nových výkonových polovodičových součástek s dostatečnými výkonovými parametry se proto v 90. letech minulého století objevily nové verze těchto měničů. Jejich základní obvodové schéma je znázorněno na obr. 2.50.

Na rozdíl od konvenčních měničů proudového typu jsou všechny tyristory nahrazeny vypinatelnými součástkami. Na místech polovodičových spínačů V11 ÷V26 mohou být tyristory GTO s odlehčovacími (snubber) obvody, IGBT tranzistory s oddělovacími diodami, případně moderní symetrické IGCT tyristory. Podmínkou je, aby spínací součástky byly zpětně závěrné, tzn. jinými slovy symetrické. Měnič musí být doplněn kapacitními bateriemi, které zajistí akumulaci energie ve vypínaných fázích a které provádějí filtraci vstupního i výstupního proudu.

Vstupní usměrňovač v této konfiguraci je také znám pod názvem pulsní usměrňovač proudového typu.

Vstupní i výstupní proud těchto měničů může být při vhodném řízení harmonický (sinusový), zatížený pouze středofrekvenčním rušením odvozeným od spínacího kmitočtu.

Hlavní výhodou tohoto typu měničů je tedy absence harmonických složek (5., 7., 11., 13., …) ve vstupním proudu, tedy absence nízkofrekvenčního rušení ze vstupní strany. Totéž je možno říci o výstupním proudu, kdy má harmonický průběh proudu kladný vliv na chování a ztráty motoru, omezí se vliv napájecích kabelů. Podstatnou výhodou je rovněž možnost provozovat měnič s řízeným účiníkem a eliminovat jalovou složku výkonu odebíranou ze sítě.

Dalšími výhodami jsou rychlejší reakce na požadavky řízení, která je omezena v podstatě pouze kapacitou výstupní kondenzátorové baterie (na rozdíl od konvenčních proudových střídačů, kdy jsme omezeni délkou komutačního děje a velkou časovou konstantou LDC) a možnost úplné modulace výstupního napětí (střídač s komutačními obvody má možnosti modulace omezené a je nutno řídit proud meziobvodu IS). Uvedená konfigurace měniče proudového typu také dosahuje velmi kvalitní křivku výstupního napětí, resp. vstupního proudu, ovšem za cenu výrazného zvýšení spínacích ztrát.


Měnič kmitočtu je měnič, který převádí elektrickou energii střídavou jednoho kmitočtu a napětí na energii střídavou s proměnnou frekvencí, příp. napětím. Tuto přeměnu může měnič kmitočtu vykonat přímo, jedná-li se o přímý měnič kmitočtu, nebo rozložením na alespoň dvě dílčí přeměny, jedná-li se nepřímý měnič kmitočtu. Přímé měniče kmitočtu mohou být realizovány s vnější komutací, napájecí sítí na bázi dvou antiparalelně zapojených řízených usměrňovačů pro jednu výstupní fázi. Takové uspořádání nazýváme cyklokonvertor. Tyto měniče však mohou také využívat vlastní komutaci, jedná-li se o přímé měniče kmitočtu s vlastní komutací. U nepřímých měničů kmitočtu se vstupní střídavá energie nejdříve usměrní, stejnosměrná energie se vyfiltruje a přemění na střídavou

70


střídačem. Podle typu střídače tyto dělíme na nepřímý měnič kmitočtu napěťového typu, nebo nepřímý měnič proudového typu.

Otázky 1.9.

Jakou funkci vykonávají měniče kmitočtu?

Jaký je rozdíl mezi měničem kmitočtu přímým a nepřímým?

Co je základem cyklokonvertoru?

Jaké je rozmezí výstupního kmitočtu cyklokonvertoru?

Co je to základem nepřímého měniče kmitočtu?

Jak pracuje nepřímý měnič kmitočtu, v jehož mezilehlém obvodu je zapojen kondenzátor?

Jak vznikne nepřímý měnič kmitočtu proudového typu?

Co je výhodou nepřímých měničů kmitočtu s pulsním usměrňovačem na bázi vypinatelných součástek?

71


72


Další zdroje [1] Bartoš, S.: Součástky IGCT zjednoduší a zdokonalí výkonové polovodičové

měniče. In: Elektro č.6, Praha, 2000

[2] Brandštetter, P.: Střídavé regulační pohony - Moderní způsoby řízení, monografie, VŠB-TU 1999, ISBN 80-7078-668-X

[3] EUPEC GmbH: New Generation of 1700V High Voltage IGBT. Firemní literatura EUPEC, 1998

[4] Holtz, J. : Gate Assisted Reverse and Forward Recovery of High-Power GTO’s in Series Resonant DC-Link Inverters in IEEE Transactions on Power Electronics 1999, p. 227-232

[5] Grüning, H. et al: High power hard driven GTO module for 4.5 kV / 3 kA snubberless operation. In: PCIM Conference 21-23 May 96, Nürnberg.

[6] Kůs V.: Vliv polovodičových měničů na napájecí soustavu, BEN Technická literatura, Praha 2002, ISBN 80-7300-062-8

[7] Mikulanin, P.: Elektromagnetické rušení u regulovaných pohonů s měniči kmitočtu, disertační práce, VŠB – TU Ostrava, 1999

[8] Palacký, P.: Signálové procesory. VŠB-TU Ostrava, 2002

[9] Patočka, M.: Vybrané stati z výkonové elektroniky – svazek II, Pulsní měniče bez vf. impulsního transformátoru. PC-DIR, Brno 1997, ISBN 80-214-0883-9

[10] Sládeček, V., Broda R: Snižování ztrát výkonových tranzistorů u spínaných napájecích zdrojů. In EE-Odborný časopis pre elektrotechniku a energetiku, 2003, vol. IX, čis. mimoriadné, s.42-44

[11] Stillman H. M.: IGCTs - megawatt power switches for medium-voltage applications. ABB Corporate Technology

[12] Temple, V.: MOS- Controlled Thyristors a New Class of Power Devices, IEEE Transactions on Electron Devices, vol. 33, No. 10/1986, str. 1609-1618

[13] Vaculíková, P. - Vaculík, E. - a kol.: Elektromagnetická kompatibilita. GRADA Pulishing, 1998

[14] Vondrášek, F.: Výkonová elektronika II., skripta ZČU, Plzeň, 1994

[15] Vondrášek, F.: Výkonová elektronika III., skripta ZČU, Plzeň, 1998

73

Date post:	10-Apr-2019
Category:	Documents
Upload:	vuongquynh
View:	220 times
Download:	0 times

VÝKONOVÁ ELEKTRONIKA I -...

Documents